功率因数控制电路和市电电源的制作方法

专利名称：功率因数控制电路和市电电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率因数控制电路。本发明还涉及市电(mains)电源。
背景技术：
功率因数校正需要用来通过无功负载抵消市电的交流电压与从市电汲取的交流 电流之间的任何相位差。当交流电流通过无功负载时，交流电流的相位可以被无功负载移 动，从而在交流电流与交流电压之间产生相位差。负载所需的功率可以分解成有功功率和 无功功率，其中有功功率由负载的电阻性部分引起，并且无功功率由负载的电抗性部分引 起。在负载的纯电抗性部分中，电压和电流的相位差为90度并且因而不存在净功率流，尽 管这些发生相移的电压和电流通过电气部件和导线。因此，这些电气部件必须被选择成使 得它们能够经受这些发生相移的电压和电流。此外，这些发生相移的电压和电流促成系统 中的能量损耗。结果，代表无功功率与视在功率之间的关系的功率因数应当基本上为1。功率因数校正可以无源和有源地进行。在功率因数的无源校正中，负载的电抗性 特征通过添加电容器和电感器来补偿，使得负载基本上表现为电阻性负载。可替换地，可以有源地校正功率因数。已知有源功率因数控制电路的一般配置是 使用升压(boost)配置的功率转换器，其也表示为升压转换器。该升压转换器设置在对市 电电压整流的整流器与负载之间。在该已知功率因数控制电路中，升压转换器包括设置在 整流的市电的节点之间的开关和电感器的串联布置。二极管与输出电容器的串联布置被设 置成与开关并联。用作功率因数控制电路的升压转换器设法在其输出端维持恒定的DC电 压，同时从市电汲取基本上总是与市电电压同相并且基本上与市电电压同频率的电流。在 这样的配置中，可以将另外的功率转换器设置在负载与该已知功率因数控制电路之间以便 将该已知功率因数控制电路的升高的输出功率转换成负载所需的电压。该已知功率因数控制电路的缺陷在于，该已知功率因数控制电路的可靠性不够 好。

发明内容
本发明的目的是提高功率因数校正电路的可靠性。依照本发明的第一方面，这个目的是利用一种功率因数控制电路来实现的，该功 率因数控制电路包括输入节点，其用于接收整流的输入电压，该整流的输入电压是整流的 市电输入电压，驱动电路，其用于驱动开关，开关和电感器的串联布置，其设置在功率因数控制电路的输入节点之间，整流器和输出电容器的串联布置，其被设置成与电感器并联，当开关闭合时，整流 器不导通，驱动电路被设置用于驱动开关以便产生通过开关的基本上正弦的电流，该电流基本上与市电输入电压的正弦电压同步。 依照本发明的功率因数控制电路的效果在于，输出电容器的配置与整流器的配置 一起防止了在启动功率因数控制电路期间出现浪涌电流，这与已知功率因数控制电路相比 提高了依照本发明的功率因数控制电路的可靠性。在已知功率因数控制电路中，市电输入 通过电感器和二极管直接连接到输出电容器。由于输出电容器典型地包括相对较大的容 量，因此流入输出电容器的电流没有任何限制，从而造成大的浪涌电流。由于该大的浪涌电 流的原因，电感器可以相对容易地达到饱和水平，使得通过已知功率因数校正电路的开关 的后续电流变得不受调节。当在电感器已经达到饱和水平的同时驱动已知功率因数校正电 路中的开关时，通过开关的电流可能变得太大，从而损坏已知功率因数校正电路的开关。这 降低了已知功率因数控制电路的可靠性。在依照本发明的功率因数控制电路中，输出电容器通过开关设置在功率因数控制 电路的输入节点之间。输出电容器的第一端口连接到功率因数控制电路的输入节点之一。 输出电容器的第二端口通过整流器、电感器和开关的串联布置连接到功率因数控制电路的 另一个输入节点。整流器被配置成当开关闭合时不导通。由于这种布置的原因，只能在开 关的第一导通周期之后对依照本发明的功率因数控制电路的输出电容器充电。当开关断开 时，或者换言之，当开关不导通时，基本上没有电流能够流经电感器并且因而没有电流能够 流入基本上被设置成与电感器并联的输出电容器。当开关闭合时，或者换言之，当开关导通 时，电流流入电感器，这使得能量存储到电感器中。同时，整流器不导通，从而阻止任何电流 从输入节点之一或者从电感器流入输出电容器。只有在开关再次断开之后，整流器开始导 通，从而允许电感器中存储的能量的至少一部分流入输出电容器。因此，在开关的导通时间 的第一周期之前，浪涌电流完全不可能存在。由于依照本发明的功率因数控制电路防止出 现大的浪涌电流，因而防止了开关由于大的浪涌电流而损坏，这提高了依照本发明的功率 因数校正电路的可靠性。在已知功率因数控制电路中，已经提出了限制太大的电流通过已知功率因数校正 电路的开关的解决方案。例如，在第一解决方案中，借助于负温度系数电阻器(进一步也表 示为NTC电阻器)限制通过开关的电流。NTC电阻器的电阻值随着温度而变化。当应用没 有使用一段时间时，电源中的温度典型地为低，这导致NTC的相对较大的电阻值。当电源启 动时，相对较大的浪涌电流流过NTC电阻器并且于是由于NTC电阻器的相对较大的电阻值 而受到限制。当电源运行一段时间时，电源中的温度增加，这降低了 NTC电阻器的电阻值。 在提高功率因数校正电路的可靠性的一种可替换的已知解决方案中，附加的开关被设置成 与最初的开关并联以提高开关容量。然而，这些提高可靠性的已知解决方案并不总是防止 浪涌电流通过功率因数校正电路的开关并且因而仍然可能导致损坏开关。此外，所有这些 附加的解决方案需要相当数量的附加部件，这提高了已知功率因数控制电路的成本。在依照本发明的功率因数控制电路中，电路中的部件的布置防止了出现浪涌电 流。输出电容器只能在开关的导通时间之后充电。由于与市电频率相比，功率因数控制电 路中的开关的开关频率相对较高，因而每个开关周期中通过开关的电流相对较低，从而限 制了通过开关的电流并且因而进一步提高了依照本发明的功率因数控制电路的可靠性。在功率因数控制电路的一个实施例中，驱动电路被配置用于接收控制通过开关的 正弦电流的幅度的控制信号以便控制输出电压的水平，该输出电压为输出电容器两端的电压。该实施例的益处在于，依照本发明的功率因数控制电路允许控制输出电容器处的输出功率水平。开关以远高于市电频率的频率驱动，从而迫使正弦电流通过开关，该电流被配置 成基本上与市电电压同步。此外，驱动器电路接收控制信号。该控制信号由驱动器电路用来 控制通过开关的电流的幅度，其控制输出电容器的充电水平。输出电容器的充电水平决定 了输出电容器两端的电压水平并且因而决定了功率因数控制电路的输出电压水平。因此， 通过开关依照本发明的功率因数控制电路中的开关，通过功率因数控制电路的电流可以基 本上是正弦的并且基本上被同步，而控制通过开关的电流的幅度允许控制输出电压水平。 结果，控制了依照本发明的功率因数控制电路的输出电压。依照本发明的功率因数校正电路的另一益处在于，输出电容器处的受控电压可以 低于整流的市电输出。在已知有源功率因数校正电路中，有源功率因数校正电路将整流的 市电功率升高到整流的峰值功率以上的电压以产生通过开关的电流与市电电压之间的相 位同步。当该升高的输出功率由例如另外的功率转换器使用时，这些另外的功率转换器的 电气部件必须能够经受升高的功率。例如，这些另外的功率转换器中的开关优选地应当能 够经受400V以上的电压。这典型地在所述另外的功率转换器中需要更昂贵的开关，从而 使得整个电源相对昂贵。当应用依照本发明的功率因数校正电路时，由于当前功率因数校 正电路的回扫(flyback)拓扑结构的原因，输出电容器两端的受控电压可以低于整流的市 电。开关的“接通”时间决定控制输出电容器的充电的流入输出电容器的电流，其决定输出 电容器两端的输出电压。结果，可以被设置用于使用功率因数校正电路的输出电压的任何 另外的功率转换器可以使用相对较低电压的开关，这进一步降低了依照本发明的功率系统 的成本。在功率因数控制电路的一个实施例中，控制信号与输出电压关联以便调节 (regulate)输出电压。使用控制信号允许依照本发明的功率因数控制电路以预定水平调节 输出电压，从而提供调节的输出电压。已知功率因数控制电路可以产生预调节的输出电压。该预调节的输出电压典型地 通过已知功率因数控制电路的电感器处的辅助绕组产生。然而，该预调节的输出电压的纹 波相对较大，从而只可能有效地从预调节的输出电压汲取仅仅相对较小的功率。事实上，通 过辅助绕组的预调节的输出电压典型地仅用来在初级侧驱动已知功率因数控制电路的控 制电路。这种控制电路典型地仅仅汲取数毫安培。在依照本发明的功率因数控制电路中， 驱动电路控制通过开关的正弦电流的幅度，从而调节输出电容器两端的输出电压。在功率因数控制电路的一个实施例中，整流器为二极管或二极管桥，或者被配置 成当开关(Ml)闭合时不导通的另外的开关。二极管被设置成使得当开关闭合(或导通) 时，整流器防止来自输出电容器的电荷通过开关泄漏。流经开关的电流只能通过电感器流 动，这使得功率在开关闭合的时间间隔期间存储到电感器中。当开关断开时，电感器中的部 分存储的能量通过整流器流入输出电容器，从而调节输出电容器中的电荷，其控制输出电 容器两端的电压并且因而控制依照本发明的功率因数控制电路的输出电压。在功率因数控制电路的一个实施例中，电感器为变压器中的初级绕组，变压器的 次级绕组与另外的整流器和另外的输出电容器串联连接以便提供附加的输出电压。该实施 例的益处在于，所述输出电容器两端以及所述另外的输出电容器两端的电压通过变压器而 联系起来。通过调节所述输出电容器两端的电压，也调节了所述另外的输出电容器两端的电压，从而提供依照本发明的功率因数控制电路的两个调节的输出电压。在已知功率因数控制电路中，次级绕组也可以用来产生预调节的电源。然而，通常 该预调节的输出电压的纹波相对较大并且因而只可能有效地使用来自该预调节的输出电 压的仅仅相对较低的功率。使用依照本发明的功率因数控制电路中的次级绕组，该附加的 输出功率可以用来提供功率而没有仅仅使用相对较低的功率的限制，因为大的市电纹波并 不存在。依照本发明的功率因数控制电路可以被认为是回扫电源，从而节省了附加电源的 成本。在功率因数控制电路的一个实施例中，驱动电路被配置用于控制开关的“接通”时 间，“接通”时间的持续时间决定输出电压。开关的“接通”时间决定泵入输出电容器的功率 量并且因而控制输出电容器两端的电压，从而确定输出电压。在功率因数控制电路的一个实施例中，驱动电路被配置用于改变开关的“接通”时 间以便稳定输出电压。当负载例如从输出电容器汲取预定的功率时，输出电容器两端的输 出电压会下降。通过调适开关的“接通”时间，驱动电路可以调节泵入输出电容器以补充输 出电容器的功率以便稳定输出电压。在功率因数控制电路的一个实施例中，驱动电路被配置用于控制通过开关的峰值 电流以便确定输出电压。通过控制经过开关的峰值电流，驱动电路控制泵入输出电容器的 功率。该实施例的益处在于，控制通过开关的峰值电流提供了对于依照本发明的功率因数 控制电路的可靠性的进一步提高。如果在功率因数控制电路启动时，相对较大的峰值电流 可能涌入电路，那么驱动电路限制穿过开关的电流，这防止了开关被损坏。在功率因数控制电路的一个实施例中，驱动电路被配置用于改变峰值电流以便稳 定输出电压。当负载从输出电容器汲取附加的功率时，驱动电路可以通过增大经过开关的 峰值电流增加补充到输出电容器中的功率，从而将输出电压稳定到预定水平。本发明还涉及如权利要求10所述的通用市电电源。在通用市电电源的一个实施例中，逆变器(inverter)电路被设置成与输出电容 器并联以便将调节的输出电压转换成调节的交流输出电压。该实施例例如在通用市电电源 用来驱动例如用在背光照明系统中的例如冷阴极荧光灯(进一步也表示为CCFL灯)时是 有益的。这些CCFL灯典型地在操作期间需要交流输出电压。在通用市电电源的一个实施例中，逆变器电路包括逆变驱动器、被设置成与输出 电容器并联的第一逆变器开关和第二逆变器开关的串联布置以及被设置成与第二逆变器 开关并联的另外的电感器和平滑电容器的串联布置，逆变驱动器被配置用于驱动第一开关 和第二开关以便将整流的调节的输出电压转换成调节的交流输出电压。在通用市电电源的一个实施例中，所述另外的电感器为包括另外的次级绕组的变 压器的初级绕组，该另外的次级绕组通过另外的平滑电容器耦合到负载。使用变压器时的 益处在于，变压器提供了电流分离(galvanic s印aration)。此外，变压器可以用来增大所 述另外的次级绕组处的交流输出电压的幅度。这在驱动CCFL灯时是特别有益的，因为这些 CCFL灯需要近似2kV的交流电压。


本发明的这些和其他方面根据下面描述的实施例是清楚明白的，并且将参照这些实施例进行阐述。在附图中图1示出了依照本发明的功率因数控制电路和通用市电电源的示意性表示，图2示出了依照本发明的通用市电电源的实施例的电路图，图3A示出了整流的市电电压，图3B示出了通过开关的电流，并且图3C示出了得 到的从市电看见的电流与时间的关系，图4A示出了功率因数校正电路的电感器两端的电压，并且图4B示出了包括功率 因数控制电路的电感器的变压器的次级绕组两端的电压，图5更详细地示出了次级绕组两端的电压，以及图6示出了依照本发明的功率因数控制电路的通过开关的电流、通过电感器的电 流以及通过整流器的电流与时间的关系。这些附图是纯图解性的，并且未按比例绘制。特别地，为了清楚起见，一些维度被 强烈夸大。在附图中，相似的部件尽可能用相同的附图标记来表示。
具体实施例方式图1示出了依照本发明的功率因数控制电路10和通用市电电源100的示意性表 示。功率因数控制电路10设置在市电整流电路30与负载20之间。市电整流电路30包括 包含四个二极管D2、D3、D4、D5的整流桥并且包括平滑电容器C1。该平滑电容器典型地具 有相对较低的电容以便确保二极管桥的二极管D2、D3、D4、D5的相对较长的导通时间。整流 的市电电压提供给市电整流电路30的输出节点nl、n2。市电整流电路30的输出节点nl、 n2是功率因数控制电路10的输入节点nl、n2。如图1中所示的功率因数控制电路10包括 用于驱动开关Ml的驱动电路IC1。驱动电路IC1被设置用于驱动开关Ml以便产生通过开 关Ml的基本上正弦的电流，该电流基本上与市电输入电压的正弦电压同步。功率因数控制 电路10还包括电感器L1，其中开关Ml和电感器L1的串联布置设置在功率因数控制电路 10的输入节点nl、n2之间。整流器D1和输出电容器C2的串联布置被设置成与电感器L1 并联。整流器D1被配置成当开关Ml闭合时不导通。在如图1中所示的功率因数控制电路 10的实施例中，整流器D1为二极管D1。可替换地，整流器D1可以是二极管桥(未示出)， 或者被配置成当开关Ml闭合时不导通的另外的开关(未示出)。依照本发明的功率因数控制电路10的布置提高了功率因数控制电路10的可靠 性，因为它防止了出现浪涌电流。在依照本发明的功率因数控制电路10中，输出电容器C2 通过开关设置在功率因数控制电路10的输入节点nl、n2之间。输出电容器C2的第一端口 连接到功率因数控制电路10的输入节点之一 nl。输出电容器C2的第二端口通过整流器 D1、电感器L1和开关Ml的串联布置连接到功率因数控制电路10的另一个输入节点n2。当 开关Ml闭合时，整流器D1不导通。作为这种配置的结果，输出电容器C2只能在开关Ml的 第一导通周期之后充电。当开关Ml断开(不导通)时，没有电流能够流经电感器L1并且 因而没有电流能够流入基本上被设置成与电感器L1并联的输出电容器C2。当开关Ml闭合 (导通)时，电流流经电感器L1，使得能量存储到电感器L1中。同时，整流器D1不导通，从 而阻止任何电流从整流的市电输入nl直接流入输出电容器C2。只有在开关Ml再次断开 (不导通)之后，整流器D1开始导通，从而允许电感器L1中存储的能量的至少一部分流入输出电容器C2。因此，在开关Ml的导通时间的第一导通周期之前，没有电流可以流入输出 电容器或者流入电感器L1并且因而浪涌电流完全不可能出现。当前配置中的功率因数控制电路10为回扫配置。当驱动电路IC1接收反馈信号 (参见图2)时，该反馈信号可以用来控制输出电容器C2两端的输出电压V2。该反馈信号 可以例如是输出电容器C2两端的输出电压V2或者与输出电压V2关联的信号。输出电压 V2的控制可以例如包括调节或稳定输出电压V2。由于功率因数控制电路10的回扫布置的 原因，输出电容器C2两端的电压不一定需要升高以调节功率因数。在已知功率因数控制电 路的配置中，该已知功率因数控制电路包括升压配置以便将功率因数校正成基本上为1。该 升压配置具有若干缺点，因为浪涌电流可能相对较高并且因为输出电压的升高要求连接到 已知功率因数控制电路的输出电容器C2两端的负载20的电气部件能够经受升高的整流的 输出电压。这样的电气部件典型地比低电压电气部件更昂贵，这增大了已知功率因数控制 电路的成本。由于依照本发明的功率因数控制电路10的回扫配置的原因，输出电容器C2 两端的输出电压V2可以被调节到相对较低的电压，同时将功率因数控制成基本上为1。驱动电路IC1可以例如控制开关Ml的“接通”时间Ton(参见图6)，其中“接通” 时间Ton的持续时间决定输出电压V2。开关Ml的“接通”时间Ton决定泵入输出电容器C2 的功率量并且因而控制输出电容器C2两端的电压，从而确定输出电压V2。通过改变“接通” 时间Ton，可以例如调节或稳定输出电压V2。“接通”时间Ton的变化可以例如基于反馈信 号。可替换地，驱动电路IC1可以例如控制通过开关Ml的峰值电流Ipeak(参见图6)。峰 值电流Ipeak控制泵入输出电容器C2的功率并且因而确定输出电压V2。通过改变峰值电 流Ipeak的值，可以例如调节或稳定输出电压V2。在如图1中所示的功率因数控制电路10的实施例中，电感器L1是变压器T1的初 级绕组。变压器T1的次级绕组L3可以用来通过附加的输出电路40提供附加的输出电压 V3。附加的输出电路40包括串联设置的另外的整流器D12和另外的输出电容器C3。附加 的输出电压V3通过变压器T1与功率因数控制电路10的输出电压V2联系起来。结果，当调 节或稳定功率因数控制电路10的输出电压V2时，也调节或稳定了附加的输出电压V3。此 外，变压器T1产生附接在所述另外的输出电容器C3两端的任何负载的电流分离并且允许 附加的输出电压V3与输出电压V2不同。由于输出电压V2与附加的输出电压V3之间的联 系的原因，该附加的输出电压V3也可以用作用于调节或稳定输出电压V2的反馈信号(如 图2的电路中所示)。功率因数控制电路10的负载20可以是任何负载20，优选地为需要功率因数控制 的负载20。尤其是当调节或稳定输出电容器C2两端的输出电压V2时，负载20可以是需 要稳定化的整流的输出电压V2的任何应用。负载20也可以是另外的功率转换器20，其用 于将整流的输出电压V2转换成另外的输出电压。在图1所示的实施例中，功率因数控制电 路10的负载20为逆变器电路20，其将功率因数控制电路10的整流的输出电压V2转换成 另外的电感器L4两端的交流输出电压。逆变器电路20包括用于驱动串联设置的第一逆变 器开关M2和第二逆变器开关M3的逆变驱动器IC2。第一逆变器开关M2和第二逆变器开 关M3的串联布置被设置成与功率因数控制电路10的输出电容器C2并联。逆变驱动器IC2 交替地驱动第一开关M2和第二开关M3并且将输出电容器C2两端的整流的输出电压V2转 换成交流输出电压。此外，逆变器电路20包括被设置成与第二逆变器开关M3并联的另外的电感器L4和平滑电容器C4的串联布置。在如图1所示的实施例中，所述另外的电感器 L4为另外的变压器T2的初级绕组L4。所述另外的变压器T2的另外的次级绕组L5例如通 过另外的平滑电容器C5连接到冷阴极荧光灯25，该冷阴极荧光灯是逆变器电路20的负载 25。所述另外的变压器T2可以用来产生CCFL灯25与市电之间的电流分离并且可以用来 将交流输出电压的幅度升高到例如需要用来操作CCFL灯25的2千伏特。图2示出了依照本发明的通用市电电源100的实施例的电路图。在图2所示的电 路图中，市电整流电路30和功率因数控制电路10同样地用虚线多边形表示。为了清楚起 见，表示功率因数控制电路10的具有附图标记10的多边形没有包括驱动电路IC1，因为该 多边形会变得太复杂。然而，驱动电路IC1当然是功率因数控制电路10的一部分。功率因 数控制电路10的负载20用电阻器R93表示并且可以是如已经所表示的任何负载20，包括 所述另外的功率转换器20(参见图1)。市电整流电路30还包括高次谐波滤波电感器L6。 所述附加的输出电路40也用具有附图标记40的虚线矩形表示。金属氧化物半导体场效应 晶体管Ml用作功率因数控制电路10的开关Ml。如图2中所示的电路图还包括感测电路50，其中将所述附加的输出电压V3与齐纳 二极管(Zener diode)D13产生的参考电压进行比较。所述附加的输出电压V3与参考电压 之差作为误差电压通过光电耦合器XI提供给驱动电路IC1。电路51是用于驱动电路IC1的辅助电源。它通过对辅助电感器L2两端的辅助输 出电压的正调节部分进行整流而产生L6562(管脚8)的VCC电压。此外，电路51也允许光 电耦合器XI驱动到驱动电路IC1的管脚1 (误差电压的输入)的电流(当激励时)。在如图2所示的通用市电电源100的实施例中，驱动电路IC1为L6562PFC-控制 器。该驱动电路IC1通过控制经过开关Ml的电流的峰值电流Ipeak(参见图6)来控制输 出电压V2。为在感测电路50处感测的误差电压的反馈信号在L6562的管脚2处被提供给 驱动电路IC1。驱动电路IC1还在管脚3上接收市电整流的电压。驱动电路IC1使用与市 电频率(为50或60Hz)相比的长时间常数将管脚2的误差电压与管脚3的市电整流的电 压相乘。该乘法的结果通过其在连接到管脚4的电阻器Rse两端的像决定开关Ml中的最 大峰值电流Ipeak。依照感测的误差电压改变峰值电流Ipeak允许驱动电路IC1调节或稳 定输出电压V2，同时将通用市电电源100的功率因数控制成基本上为1。可替换地，驱动电路IC1可以例如为NCP1606 PFC-控制器。该驱动电路IC1控制 开关Ml的“接通”时间Ton以便调节输出电压V2。开关Ml的“接通”时间Ton决定泵入输 出电容器C2的功率量并且因而控制输出电容器C2两端的电压，从而决定输出电压V2。驱 动电路IC1也可以例如使用与所述附加的输出电压V3关联的误差电压以确定开关Ml的 “接通”时间Ton。通过改变开关Ml的“接通”时间Ton，驱动电路IC1可以调节或稳定输出 电压V2。图3A示出了整流的市电电压V(l)与时间T的关系，图3B示出了通过开关Ml的 电流i(Ml)与时间T的关系，并且图3C示出了得到的从市电看见的电流i (市电)与时间 T的关系。由图3C可见，通过开关Ml的电流i (市电)具有基本上正弦的波形。图4A示出了功率因数控制电路10的电感器L1两端的电压V(L1)。由图4A可 见，正部分的包络利用二极管D1整流并且给出调节的输出电压V2。电感器L1两端的电压 V(L1)的负部分是整流的市电电压的像。图4B示出了包括功率因数控制电路10的电感器L1的变压器T1的次级绕组L3两端的电压V(L3)。由图4A和图4B可见，获得了与电感器 L1两端的电压V(L1)的波形基本上相同的次级绕组L3两端的电压V(L3)的波形。结果，所 述附加的输出电压V3遵循输出电压V2并且于是由于输出电压V2的水平被控制以产生调 节的输出电压V2，因而所述附加的输出电压V3也被调节。所述另外的输出电容器C3(参见图1)两端的电压V3仍然包括相对较小的100Hz 纹波。该100Hz纹波归因于以下事实加载输出电容器C2的电流的包络(其与图3B上的 i (Ml)为相同的包络)具有由整流的50Hz产生的大的100Hz含量。该100Hz含量不能完全 地结合到输出电容器C2内，因为频率太低。结果，残余纹波保留在输出电容器C2两端的输 出电压V2上。该纹波与输出电容器C2的电容值成反比。由于所述另外的输出电容器C3 两端的所述另外的输出电压V3为输出电压V2的像，因而该纹波也可以在所述另外的输出 电压V3上看到。图5更详细地示出了次级绕组L3两端的电压V(L3)。驱动电路IC1以30kHz与 80kHz之间的范围内的频率驱动开关Ml。这可以在图5的详细视图中看作基本上的块波 (block-wave)。选择的频率主要取决于功率因数控制电路10的负载20。电压水平24V的 基本上水平的线为所述另外的输出电容器C3两端的整流的输出电压V3。图6示出了依照本发明的功率因数控制电路10的通过开关Ml的电流i (Ml)、通过 电感器L1的电流i(Ll)以及通过整流器D1的电流i(Dl)与时间T的关系。由图6可见， 开关Ml闭合并且传导电流i (Ml)。同时，通过电感器L1的电流i(Ll)也增大。在预定的 “接通”时间Ton之后，或者在通过开关Ml的电流i(Ml)到达预定的峰值电流Ipeak之后， 驱动电路IC1断开开关M1，其停止导通。由通过整流器D1的电流i(Dl)可见，整流器D1开 始导通并且开始对输出电容器C2充电，同时通过电感器L1的电流i(Ll)减小。当通过电 感器L1的电流i(Ll)停止流动时，整流器D1也不导通，从而将从电感器L1转移到输出电 容器C2的能量存储到输出电容器C2中。应当指出的是，上述实施例说明了而不是限制了本发明，并且本领域技术人员在 不脱离所附权利要求书的范围的情况下应当能够设计出许多可替换的实施例。在权利要求书中，置于括号之间的任何附图标记都不应当被视为限制了权利要 求。动词“包括”及其变体的使用并没有排除存在权利要求中未陈述的元件或步骤。元件 之前的冠词“一”并没有排除存在多个这样的元件。本发明可以借助于包括若干不同元件 的硬件来实现。在列举了若干装置的设备权利要求中，这些装置中的一些可以由同一硬件 项实施。在相互不同的从属权利要求中陈述了特定的技术措施这一事实并不意味着这些技 术措施的组合不可以加以利用。
权利要求
一种功率因数控制电路(10)，包括输入节点(n1，n2)，其用于接收整流的输入电压，该整流的输入电压是整流的市电输入电压，驱动电路(IC1)，其用于驱动开关(M1)，开关(M1)和电感器(L1)的串联布置，其设置在功率因数控制电路(10)的输入节点(n1，n2)之间，整流器(D1)和输出电容器(C2)的串联布置，其被设置成与电感器(L1)并联，当开关(M1)闭合时，整流器(D1)不导通，驱动电路(IC1)被设置用于驱动开关(M1)以便产生通过开关(M1)的基本上正弦的电流，该电流基本上与市电输入电压的正弦电压同步。
2.如权利要求1所述的功率因数控制电路(10)，其中驱动电路(ICl)被配置用于接收 控制通过开关(Ml)的正弦电流(i(Ml))的幅度的控制信号以便控制输出电压(V2)水平， 该输出电压为输出电容器(C2)两端的电压。
3.如权利要求2所述的功率因数控制电路(10)，其中控制信号与输出电压(V2)关联 以便调节输出电压(V2)。
4.如权利要求1、2或3所述的功率因数控制电路(10)，其中整流器(Dl)为二极管(Dl) 或二极管桥，或者被配置成当开关(Ml)闭合时不导通的另外的开关。
5.如权利要求1、2、3或4所述的功率因数控制电路(10)，其中电感器(Li)为变压器 (Tl)中的初级绕组，变压器(Tl)的次级绕组(L3)与另外的整流器(D12)和另外的输出电 容器(C3)串联连接以便提供附加的输出电压(V3)。
6.如权利要求2、3、4或5所述的功率因数控制电路(10)，其中驱动电路(ICl)被配 置用于控制开关(Ml)的“接通”时间(Ton)，“接通”时间(Ton)的持续时间决定输出电压 (V2)。
7.如权利要求6所述的功率因数控制电路(10)，其中驱动电路(ICl)被配置用于改变 开关(Ml)的“接通”时间(Ton)以便稳定输出电压(V2)。
8.如权利要求2、3、4或5所述的功率因数控制电路(10)，其中驱动电路(ICl)被配置 用于控制通过开关(Ml)的峰值电流(Ipeak)以便确定输出电压(V2)。
9.如权利要求8所述的功率因数控制电路(10)，其中驱动电路(ICl)被配置用于改变 峰值电流(Ipeak)以便稳定输出电压(V2)。
10.通用市电电源(100)，包括如前面的权利要求中任何一项所述的功率因数控制电 路(10)。
11.如权利要求10所述的通用市电电源(100)，其中逆变器电路(20)被设置成与输出 电容器(C2)并联以便将调节的输出电压(V2)转换成调节的交流输出电压。
12.如权利要求11所述的通用市电电源(100)，其中逆变器电路(20)包括逆变驱动器 (IC2)、被设置成与输出电容器(C2)并联的第一逆变器开关(M2)和第二逆变器开关(M3) 的串联布置以及被设置成与第二逆变器开关(M3)并联的另外的电感器(L4)和平滑电容器 (C4)的串联布置，逆变驱动器(IC2)被配置用于驱动第一开关(M2)和第二开关(M3)以便 将整流的调节的输出电压(V2)转换成调节的交流输出电压。
13.如权利要求12所述的通用市电电源(100)，其中所述另外的电感器(L4)为包括另外的次级绕组(L5)的另外的变压器(T2)的初级绕组 ，该另外的次级绕组通过另外的平滑 电容器(C5)耦合到负载。
全文摘要
本发明涉及一种功率因数控制电路(10)和通用市电电源(100)。所述功率因数控制电路包括输入节点(n1，n2)，其用于接收整流的输入电压，该整流的输入电压是整流的市电输入电压；以及驱动电路(IC1)，其用于驱动开关(M1)。开关和电感器(L1)的串联布置设置在所述输入节点之间。整流器(D1)和输出电容器(C2)的串联布置被设置成与电感器(L1)并联。当开关闭合时，整流器不导通。驱动电路驱动开关以便产生通过开关的基本上正弦的电流，该电流基本上与市电输入电压的正弦电压同步。由于依照本发明的功率因数控制电路中的输出电容器的布置，输出电容器只能在开关的第一导通周期之后充电。该布置的效果在于，直到开关的第一导通周期之后，没有浪涌电流能够出现，这提高了依照本发明的功率因数控制电路的可靠性。
文档编号H02M1/42GK101874340SQ200880117735
公开日2010年10月27日 申请日期2008年11月19日 优先权日2007年11月26日
发明者A·德克莱默 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司