专利名称：一种全桥双输出直流-直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及直流-直流变换器，尤其是全桥型大功率双输出直流-直流变 换器。
背景技术：
双输出电源可以提供两路独立的可调电压，也可提供正负对称的可调 电压，因而得到广泛应用。
在一般的双输出电源中，通常只对主输出电压进行闭环调节，并通过 增加一个变压器的副边绕组得到一路额外的输出，该路额外的输出是不可 控的，因而不能应用在对两路输出电压均有严格要求的场合。为了得到两 路可调节的输出电压，通常要在其中一路输出上增加辅助的功率开关器件 进行过调制。过调制技术虽然可以得到精确调节的输出，但是增加了额外 的功率开关器件及相应的驱动与控制电路，因而增加了产品的成本和体积。
为了用尽量少的功率开关器件实现两路可调节输出，名为"Single Switch Two Output Flyback Forward Converter Operation", 作者H. E. Tacca， 出处正EE Transactions on Power Electronics 13 (5)， 1998: 903-911的文献
提出了基于脉宽与频率双调制的单管双输出变换器。该双输出变换器利用 一个功率开关管和一个带有两个副边绕组的变压器形成两路输出电压，其 中一路输出工作于单端正激模式，通过改变功率开关管的占空比，实现了 该路输出电压的调节；另一路输出工作于单端反激模式，在功率开关管占 空比改变的同时调节开关频率，实现了该路输出电压的调节。通过脉宽与 频率双调制技术，该双输出变换器仅用一个功率开关管实现了两路可调节 输出，因此成本低，体积小。然而，该变换器仅用了单管变换结构，难以 应用于大功率场合，并且两路输出均不能在全负载范围内可调。相对于单管变换结构的双输出电源，全桥式结构可以提供更大的功率 容量，并且易于以令各功率开关管工作于软开关状态，因而在大功率场合 得到了广泛应用。名为"A New ZVS DC—DC Converter with Fully Regulated Dual Outputs",作者H. H. Seong、 D. J. Kim、 G. H. Cho，出处Power Electronics Specialists Conference (PESC， 93): 351-356的文献提出了基于移相与频率双调制技术的全 桥双输出变换器。该双输出变换器由一个全桥变换结构与一个带有两个副 边绕组的变压器形成两路输出电压，其中一路输出电压由移相角控制，另 一路电压由移相角与频率共同控制。该变换器仅用一个全桥变换器实现了 两路可调节输出，然而，该结构的缺点是其中一路输出同时受到移相角与 频率的影响，因此不完全独立而与第一路输出的工作状态有关。
发明内容
为了克服上述电路的缺点，本发明提供一种全桥双输出直流-直流变换 器，它各路输出均具有全负载范围的调整率，具有简单的移相与频率双调 制方式，控制电路易于设计，并且具有较高的效率与功率密度。
为达到上述目的，本发明的全桥双输出直流-直流变换器，包括由第一 逆变桥臂、第二逆变桥臂、电容分压网络组成的输入电路，由变压器串联 网络组成的隔离电路以及由第一、第二输出子电路构成的输出电路；
上述的输入电路中，电容分压网络由第一分压电容Q和第二分压电容 C2串联而成，串联支路的两端分别与电源的正端与负端相连，第一分压电 容d和第二分压电容C2的连结点作为电容分压网络的中点O;
第一、第二逆变桥臂均由两个带有反并联二极管的功率开关管串联构
成；第一、第三功率开关管S^ S3的漏极均与电源正端相连；源极分别与 第二、第四功率开关管S2、 S4的漏极相连；第二、第四功率开关管S2、 S4
的源极均与电源负端相连；第一功率开关管Si源极与第二功率开关管S2漏
极之间的连结点作为第一逆变桥臂的中点A;第三功率开关管S3源极与第 四功率开关管S4漏极之间的连结点作为第二逆变桥臂的中点B;
6上述的隔离电路中，第一变压器1的原边绕组nP1与第二变压器T2的 原边绕组np2串联，且该串联支路的两端分别与第一逆变桥臂的中点A及第 二逆变桥臂的中点B相连，该串联支路的中点与电容分压网络的中点O相 连;第一变压器的第一副边绕组11811与第二变压器的第一副边绕组11821串联， 且两绕组的异名端相连，该串联支路的两端作为隔离电路的第一组输出端; 第一变压器的第二副边绕组nsl2与第二变压器的第二副边绕组nS22串联，且 两绕组的同名端相连，该串联支路的两端作为隔离电路的第二组输出端；
上述的第一输出子电路由第一整流电路、第一滤波电路组成；第一整流 电路的两输入端与隔离电路的其中一组输出端相连；第一整流电路的两输 出端与第一滤波电路的两输入端相连，第一滤波电路的两输出端与负载相 连；
上述的第二输出子电路由谐振网络、第二整流电路、第二滤波电路组成； 谐振网络的两输入端与隔离电路的另一组输出端相连，谐振网络的两输出 端与第二整流电路的两输入端相连；第二整流电路的两输出端与第二滤波 电路的两输入端相连，第二滤波电路的两输出端与负载相连。
上述技术方案可以采用下述一种或几种方式予以改进 谐振网络由第一谐振电容C"第一谐振电感^及第二谐振电感Lm任意 串联构成，串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二谐振电感Lm
的两端作为谐振网络的输出端。
谐振网络由第一谐振电容Cn第一谐振电感Lr及第二谐振电容Qn任 意串联构成，串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二谐振电容 Cm的两端作为谐振网络的输出端。
谐振网络由第一谐振电容c;、第一谐振电感U串联构成，串联支路的 两侧分别作为谐振网络的一个输入端和一个输出端，而另一输入端与另一 输出端直接相连。
谐振网络由第一谐振电感L"第一谐振电容G串联构成，串联支路的
两侧分别作为谐振网络的两个输入端，第一谐振电容Cr的两端作为谐振网络的输出端。
第一、第二滤波电路为由滤波电感与滤波电容串联构成LC滤波器，该 串联支路的两端作为滤波电路的两个输入端，滤波电容的两端作为滤波电 路的两个输出端。
第一、第二滤波电路为由滤波电容构成电容滤波器，滤波电容的两端 既是输入端也是输出端。
第一、第二滤波电路中的一个滤波电路为由滤波电感与滤波电容串联 构成LC滤波器，该串联支路的两端作为滤波电路的两个输入端，滤波电容 的两端作为滤波电路的两个输出端；第一、第二滤波电路中的另一个滤波 电路为由滤波电容构成电容滤波器，滤波电容的两端既是输入端也是输出 端。
所述第一、第二整流电路均为由四个二极管组成的全桥整流器。四个 二极管可以全部或部分为整流二极管或同步整流管。
通过本发明提出的电路结构，可达到如下效果仅用一个全桥变换结 构实现了两路输出；且每一路输出在全负载范围内均精确可调；各功率开 关管均可在大范围内实现零电压开通，从而减小了开关损耗，提高了效率 与工作频率，有利于提高功率密度；变压器均工作于对称状态，变压器利 用充分；控制电路易于实现。
图l是本发明的电路原理框图2是本发明中滤波电路的两种具体实现形式；
图3是本发明中谐振网络的四种具体实现形式；
图4是本发明的一种具体实现形式；
图5是本发明的另一种具体实现形式；
图6是图5中所示直流-直流变换器工作时的脉冲时序以及主要电压和 电流波形图。
具体实施例方式
下面结合附图和实例对本发明作进一步详细的说明。
如图1的原理框图所示，本发明的带有变压器串联结构的全桥双输出 直流-直流变换器，包括由第一逆变桥臂、第二逆变桥臂、电容分压网络组 成的输入电路，由变压器串联网络组成的隔离电路以及由第一、第二输出 子电路构成的输出电路。
上述的输入电路中，电容分压网络由第一分压电容d和第二分压电容 C2串联而成，串联支路的两端分别与电源的正端与负端相连，第一分压电 容d和第二分压电容C2的连结点作为电容分压网络的中点0。
第一、第二逆变桥臂均由两个带有反并联二极管的功率开关管串联构 成。第一、第三功率开关管S,、 S3的漏极均与电源正端相连；源极分别与 第二、第四功率开关管S2、 S4的漏极相连；第二、第四功率开关管S2、 S4
的源极均与电源负端相连；第一功率开关管S,源极与第二功率开关管S2漏 极之间的连结点作为第一逆变桥臂的中点A。第三功率开关管S3源极与第 四功率开关管S4漏极之间的连结点作为第二逆变桥臂的中点B。在第一、 第二逆变桥臂中，各功率开关管的栅极分别连接各自的驱动电路；并联于
各功率开关管漏源极之间的电容可以是功率开关管自身的输出电容，也可 以是额外并联于漏源极之间的电容。
上述的隔离电路中，第一变压器T,的原边绕组nP1与第二变压器T2的 原边绕组nP2串联，且该串联支路的两端分别与第一逆变桥臂中点A及第二 逆变桥臂中点B相连，该串联支路的中点与电容分压网络的中点O相连； 第一变压器的第一副边绕组nsll与第二变压器的第一副边绕组nS21串联，且 两绕组的异名端相连，该串联支路的两端作为隔离电路的第一组输出端； 第一变压器的第二副边绕组nsl2与第二变压器的第二副边绕组nS22串联，且 两绕组的同名端相连，该串联支路的两端作为隔离电路的第二组输出端。
上述的第一输出子电路由第一整流电路、第一滤波电路组成。第一整流 电路的两输入端与隔离电路的第一组输出端相连；第一整流电路的两输出端与第一滤波电路的两输入端相连，第一滤波电路的两输出端与负载相连。 上述的第二输出子电路由谐振网络、第二整流电路、第二滤波电路组成。 且谐振网络的两输入端与隔离电路的第二组输出端相连，谐振网络的两输
出端与第二整流电路的两输入端相连；第二整流电路的两输出端与第二滤 波电路的两输入端相连，第二滤波电路的两输出端与负载相连。
上述的第一、二路输出电路中的整流电路均为由四个二极管组成的全
桥整流器；其中的整流二极管，或其中之一，也可以同步整流管。第一、 第二输出子电路中的滤波电路可有两种具体实现形式。在图2.1所示的实现 形式中，滤波电感Lf与滤波电容Cf串联构成LC滤波器，该串联支路的两 端作为滤波电路的两个输入端，第一滤波电容Cf的两端作为滤波电路的两 个输出端，工作时与负载相连。在图2,2所示的实现形式中，仅用滤波电容 Cf构成C滤波器，滤波电容Cf的两端既是输入端也是输出端。
第二输出子电路中的谐振网络由电感元件与电容元件组成，并可有多 种形式。在图3.1的实现形式一中，由第一谐振电容C。第一谐振电感Lr 及第二谐振电感Lm串联成构成LLC串并联谐振网络，串联支路的两侧作 为谐振网络的两个输入端，第二谐振电感U的两端作为谐振网络的输出端。
在图3.2的实现形式二中，由第一谐振电容Cr、第一谐振电感U及第二谐 振电容Cm串联构成LCC串并联谐振网络，串联支路的两侧作为谐振网络
的两个输入端，第二谐振电容Cm的两端作为谐振网络的输出端。在图3.3
的实现形式三中，由第一谐振电容Cr、第一谐振电感Lr串联构成LC串联
谐振网络，串联支路的两侧分别作为谐振网络的一个输入端和一个输出端，
而另一输入端与另一输出端直接相连。在图3.4的实现形式四中，由第一谐
振电感Lr、第一谐振电容Cr串联构成LC并联谐振网络，串联支路的两侧 分别作为谐振网络的两个输入端，第一谐振电容Cr的两端作为谐振网络的
输出端。
根据选用的谐振网络的不同，上述第二路输出中的第二滤波电路应选
用合适的形式。具体来说，LLC串并联谐振网络、LCC串并联谐振网络、 LC串联谐振网络可选用C滤波器；LCC串并联谐振网络、LC并联谐振网络可选用LC滤波器。
另外，第一输出子电路与第二输出子电路的位置也可以互相交换。 本发明的全桥双输出直流-直流变换器采用频率可变的移相控制，各逆 变桥臂上下管之间的驱动信号均为带有死区时间的180°互补脉冲，因此全 桥变换器或为对角功率开关管同时导通，或上/下侧功率开关管同时导通。 当全桥变换器对角的功率开关管同时导通时，第一变压器的第一副边绕组 nsu与第二变压器的第一副边绕组n^产生的感应电压方向相同，因此第一 组输出电压加强，而第一变压器的第二副边绕组nS21与第二变压器的第二 副边绕组ns22产生的感应电压方向相反，第二组输出电压抵消，功率由输 入电路经隔离电路向第一路输出传送；当全桥变换器上/下侧功率开关管同 时开通时，第一变压器的第一副边绕组nsll与第二变压器的第一副边绕组 ns2i产生的感应电压方向相反，因此第一组输出电压抵消，而第一变压器的 第二副边绕组nS21与第二变压器的第二副边绕组化22产生的感应电压方向 相同，第二组输出电压加强，功率由输入电路经隔离电路向第二路输出传 送。通过移相控制，不带有谐振网络的一路输出电压可精确调节；移相控 制将同时影响另一路输出电压，此时通过改变开关频率，就可以对带有谐 振网络的第二路输出进行补偿，以完全抵消移相控制对该路输出的影响， 因而第二路输出电压也可精确调节。与此同时，各功率开关管均可实现零 电压开通。
图4是上述原理框图1的一种具体实现，谐振网络存在于第一输出子 电路中。谐振网络采用LC串联谐振形式，第一、第二滤波电路均采用C 滤波器。
图5是上述原理框图1的另一种具体实现，谐振网络存在于第二输出 子电路中。第一滤波电路采用LC滤波器，谐振网络采用LLC串并联谐振 形式，第二滤波电路采用C滤波器。
为了充分描述本发明的各种工作状态，现以图5的电路形式与图6的 时序及主要电流电压波形图进行说明。由于在一个工作周期内， 一组时间 上相邻的逆变桥臂的开关过程与另一组时间上相邻的逆变桥臂的开关过程
ii基本类似，因此在此只分析半个工作周期，另外半个工作周期可作类似分 析。在半个工作周期内，变换器的主要工作过程如下 阶段l (Vt。
在此阶段，第一逆变桥臂的上侧功率开关管S,及第二逆变桥臂的上侧 功率开关管S3导通，对于变压器TV A点电位为正，O点电位为负；对于 变压器T2， B点电位为正，O点电位为负。在变压器的副边侧，对于第一 路输出，由于绕组nsn与绕组n幼感应的电压大小相等，方向相反，因此其 串联后的总电压为零。二极管Du-Dw均导通，第一输出滤波电感Lfl通过 二极管DlrD14续流，电感电流k线性下降。对于第二路输出，由于绕组 nsu与绕组ns22感应的电压大小、方向均相等，因此其串联后的总电压为上 正下负。二极管D^、 D24导通，第二谐振电感Lm通两侧电压被钳位至输出 电压，电感电流im线性上升；同时谐振电容G与第一谐振电感U谐振，谐 振电流以正弦态变化，电流is通过二极管D21、 D24,能量向第二路输出侧 传送。
在此阶段，原边电流ipi与ip2大小相等，方向相同，且其和等于ip3。
阶段2 (trt2):
在h时刻，副边谐振电流与电感电流相等，因此通过二极管的电感is 减小到零，二极管自然截止。此时，第二路输出的负载相当于断开。第一、
第二谐振电感L。 Lm及谐振电容Cr串联后谐振。由于第二谐振电感Lm远 大于串联谐振电感"，因此谐振周期远大于开关周期，可认为谐振电流im
近似不变，谐振电容被线性充电，能量仅存储在谐振电容c;上而不向两输
出侧传送。调节频率可以调节存储在谐振电容上的能量，因而可以调节第 二路输出。
在此阶段，第一路输出的工作状态与上一阶段相同。
阶段3 (t2-t3):
在t2时刻，功率开关管S3关断。原边电流ip2开始对功率开关管S3的 输出电容充电，并对功率开关管S4输出电容放电。在t3时刻前，功率开关 管S4的输出电容已被放电至零，原边电流ip2开始流过功率开关管S4的反并联二极管，为功率开关管S4的零电压开通创造了条件。
与此同时，对于变压器Ti， A点电位仍为正，O点电位为仍负；对于 变压器T2， B点电位为负，O点电位为正。因此在变压器的副边侧，对于 第一路输出，由于绕组nsn与绕组n^感应的电压大小、方向均相等，因此 其串联后的总电压为上正下负。由于在此阶段二极管Du-Dw换流未完成， 因此二极管Du-Dw仍然导通，因此原边电压将直接加在变压器的漏感上， 原边电流ipi迅速增加，原边电流ip2迅速减小。对于第二路输出，由于绕组 nsu与绕组Ils22感应的电压大小相等，方向相反，因此其串联后的总电压为 零，由谐振电感、谐振电容组成的串联谐振支路相当于首尾相接，由于谐
振周期远大于开关周期，仍可认为谐振电流im近似不变。原边电流ip,与ip2 之和等于ip3且近似不变。
在t3时刻，开关管S4开通。由于功率开关管S4开通前，其两侧电压已 为零，因此功率开关管S4是零电压开通。
阶段4 (t3-t4):
在此阶段，二极管Du-Dw换流完毕，D 、 014导通而012、 Du截止。 能量开始向第一路输出传送，第一输出滤波电感Lfl的电流k线性上升。
在原边侧，原边电流ip,线性上升，原边电流ip2线性下降，两者之差即为映
射到副边第一路输出的电流。
同时，第二路输出中由谐振电感、谐振电容组成的串联谐振支路相当
于首尾相接，由于谐振周期远大于开关周期，仍可认为谐振电流im近似不 变。原边电流V与ip2之和等于ip3且近似不变。
阶段5 (t4-t5):
在t4时刻，功率开关管Si关断。第一路输出的原边电流ipi开始对功率 开关管Si的输出电容充电，并对功率开关管S2输出电容放电。在t5时刻前，
功率开关管S2的输出电容已被放电至零，原边电流ipl开始流过功率开关管 S2的反并联二极管，为功率开关管S2的零电压开通创造了条件。
与此同时，对于变压器Tp A点电位为负，O点电位为正；对于变压 器丁2, B点电位为负，O点电位为正。因此在变压器的副边侧，对于第一
13路输出，由于绕组nsn与绕组n^感应的电压大小相等方向相反，因此其串 联后的总电压为零。二极管Dn-D"开始换流，原边电压将直接加在各变压
器的漏感上，原边电流ip,迅速减小，原边电流ip2迅速增加。对于第二路输
出，由于绕组ns,2与绕组ns22感应的电压大小、方向均相等，因此其串联后 的总电压为上负下正，由串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr组成的串联谐 振支路开始承受反向电压。
在ts时刻，由于功率开关管S4开通前，其两侧电压已为零，因此功率
开关管S4是零电压开通。两路输出开始进入另外对称半个周期，分析基本类似。
以上所述为本发明的较佳实施例而已，但本发明不应该局限于该实施 例和附图所公开的内容。所以凡是不脱离本发明所公开的精神下完成的等 效或修改，都落入本发明保护的范围。
权利要求
1、一种全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于它包括由第一逆变桥臂、第二逆变桥臂、电容分压网络组成的输入电路，由变压器串联网络组成的隔离电路以及由第一、第二输出子电路构成的输出电路；上述的输入电路中，电容分压网络由第一分压电容(C1)和第二分压电容(C2)串联而成，串联支路的两端分别与电源的正端与负端相连，第一分压电容(C1)和第二分压电容(C2)的连结点作为电容分压网络的中点(O)；第一、第二逆变桥臂均由两个带有反并联二极管的功率开关管串联构成；第一、第三功率开关管(S1、S3)的漏极均与电源正端相连；源极分别与第二、第四功率开关管(S2、S4)的漏极相连；第二、第四功率开关管(S2、S4)的源极均与电源负端相连；第一功率开关管(S1)源极与第二功率开关管(S2)漏极之间的连结点作为第一逆变桥臂的中点(A)；第三功率开关管(S3)源极与第四功率开关管(S4)漏极之间的连结点作为第二逆变桥臂的中点(B)；上述的隔离电路中，第一变压器(T1)的原边绕组(nP1)与第二变压器(T2)的原边绕组(nP2)串联，且该串联支路的两端分别与第一逆变桥臂的中点(A)及第二逆变桥臂的中点(B)相连，该串联支路的中点与电容分压网络的中点(O)相连；第一变压器的第一副边绕组(nS11)与第二变压器的第一副边绕组(nS21)串联，且两绕组的异名端相连，该串联支路的两端作为隔离电路的第一组输出端；第一变压器的第二副边绕组(nS12)与第二变压器的第二副边绕组(nS22)串联，且两绕组的同名端相连，该串联支路的两端作为隔离电路的第二组输出端；上述的第一输出子电路由第一整流电路、第一滤波电路组成；第一整流电路的两输入端与隔离电路的其中一组输出端相连；第一整流电路的两输出端与第一滤波电路的两输入端相连，第一滤波电路的两输出端与负载相连；上述的第二输出子电路由谐振网络、第二整流电路、第二滤波电路组成；且谐振网络的两输入端与隔离电路的另一组输出端相连，谐振网络的两输出端与第二整流电路的两输入端相连；第二整流电路的两输出端与第二滤波电路的两输入端相连，第二滤波电路的两输出端与负载相连。
2、 根据权利要求1所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于 谐振网络由第一谐振电容(Cr)、第一谐振电感(Lr)及第二谐振电感(Lm)任意串联构成，串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二 谐振电感(Lm)的两端作为谐振网络的输出端。
3、 根据权利要求1所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于 谐振网络由第一谐振电容(C》、第一谐振电感(L》及第二谐振电容(Cm)任意串联构成，串联支路的两侧作为谐振网络的两个输入端，第二 谐振电容(Cm)的两端作为谐振网络的输出端。
4、 根据权利要求1所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于 谐振网络由第一谐振电容(C》、第一谐振电感(L》串联构成，串联支路的两侧分别作为谐振网络的一个输入端和一个输出端，而另一输入端 与另一输出端直接相连。
5、 根据权利要求1所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于 谐振网络由第一谐振电感(L》、第一谐振电容(C》串联构成，串联支路的两侧分别作为谐振网络的两个输入端，第一谐振电容(C》的两端作 为谐振网络的输出端。
6、 根据权利要求1至5中任一所述的全桥双输出直流-直流变换器，其 特征在于第一、第二滤波电路为由滤波电感与滤波电容串联构成LC滤波 器，该串联支路的两端作为滤波电路的两个输入端，滤波电容的两端作为 滤波电路的两个输出端。
7、 根据权利要求1至5中任一所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于第一、第二滤波电路为由滤波电容构成电容滤波器，滤波电容的两端既是输入端也是输出端。
8、 根据权利要求1至5中任一所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于第一、第二滤波电路中的，个滤波电路为由滤波电感与滤波电容串联构成LC滤波器，该串联支路的两端作为滤波电路的两个输入端，滤 波电容的两端作为滤波电路的两个输出端；第一、第二滤波电路中的另一 个滤波电路为由滤波电容构成电容滤波器，滤波电容的两端既是输入端也 是输出端。
9、 根据权利要求1至5中任一所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于所述第一、第二整流电路均为由四个二极管组成的全桥整流器。
10、 根据权利要求9所述的全桥双输出直流-直流变换器，其特征在于 四个二极管全部或部分为整流二极管或同步整流管。
全文摘要
本发明公开了一种全桥双输出直流-直流变换器，它包括由两个逆变桥臂及电容分压网络组成的输入电路，由变压器串联网络组成的隔离电路以及含两个输出子电路的输出电路；逆变桥臂均由两个带有反并联二极管的功率开关管串联构成；隔离电路由两个变压器串联组成，且原副方绕组以特定方式连接；一个输出子电路由整流电路与滤波电路组成；另一个由谐振网络、整流电路及滤波电路组成；本发明的全桥双输出直流-直流变换器采用频率可变的移相控制，通过移相控制，不带谐振网络的一路输出电压可精确调节；通过改变频率，对带有谐振网络第二路输出进行补偿，完全抵消移相控制对该路输出的影响，第二路输出电压可精确调节。同时，各功率开关管均可实现零电压开通。
文档编号H02M3/24GK101562399SQ200910062018
公开日2009年10月21日 申请日期2009年5月8日 优先权日2009年5月8日
发明者勇 康, 力 彭, 宇 陈 申请人:华中科技大学