专利名称：电力转换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有交流直流转换功能的电力转换装置的控制。
背景技术：
下面示出作为以往的电力转换装置的能够进行再生控制的转换器。在三相的主转换器的各相交流输入线上串联连接具有比主转换器的直流电压小的直流电压的单相的副转换器的交流侧，来构成电力转换器。而且，利用针对半周期是一个脉冲的栅极脉冲来驱动主转换器，控制副转换器的交流端子的产生电压使其成为交流电源电压与主转换器的交流端子的产生电压之差分。由此，不使电抗器变大而能够抑制高次谐波，能够降低电力损失和电磁噪声(例如参照专利文献1)。专利文献1 国际公开W02007/U945
发明内容
(发明要解决的问题)在以往的电力转换装置中，以维持主转换器和副转换器的各直流电压的方式生成交流电流指令，以使交流电流追随交流电流指令的方式生成电压指令，来对副转换器进行 PWM控制。实现这种控制的控制硬件存在如下问题需要结构复杂且高价的CPU (Central Processing Unit :中央处理单元)和用于向CPU取入的信息的大量的A/D转换器等复杂的外围电路。另外，使交流电流追随电流指令的响应性依赖于CPU的性能，因此在高速的电流控制中需要更高价的CPU。本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于针对将主转换器和副转换器串联连接而成的电力转换装置实现高速的电流控制而不需要高价且复杂的CPU。(用于解决问题的手段)本发明所涉及的电力转换装置具备电力转换器，具备在交流与直流之间进行电力转换并输出到在直流侧分别具有的各电力储存器的主转换器和副转换器，所述主转换器的直流电压大于所述副转换器的直流电压，在所述主转换器与交流电源之间配置所述副转换器来进行串联连接；以及控制装置，根据基于所述交流电源的相位生成的第一控制信号来控制所述主转换器，运算输入到所述电力转换器的交流电流的指令，根据以使该交流电流的瞬时值追随所述交流电流指令的方式生成的第二控制信号来控制所述副转换器。而且，所述控制装置具备电流指令运算部、第一控制部以及第二控制部，该电流指令运算部以使所述副转换器的直流电压追随规定的电压指令的方式调整所述主转换器的直流电压指令，以使该主转换器的直流电压追随所述直流电压指令的方式生成所述交流电流指令，该第一控制部生成针对所述主转换器的所述第一控制信号，该第二控制部生成所述第二控制信号，所述第二控制信号用于切换所述副转换器的交流侧的输出电平以使所述交流电流指令与所述交流电流瞬时值之间的偏差变小。(发明的效果)
根据本发明，通过第二控制部生成第二控制信号，该第二控制信号用于切换副转换器的交流侧的输出电平以使交流电流指令与上述交流电流瞬时值之间的偏差变小，因此能够由CPU以外的硬逻辑(hardware logic)电路构成电流控制所涉及的第二控制部，并且能够进行使交流电流瞬时值追随交流电流指令的高速控制。这样，不需要高价且复杂的 CPU，而能够实现高速的电流控制。
图1是本发明的实施方式1的电力转换装置的主电路(电力转换器)的结构图。图2是说明本发明的实施方式1的电力转换器的动作的各部的波形图。图3是表示本发明的实施方式1的控制装置的硬件结构的图。图4是表示本发明的实施方式1的控制装置的电流指令值运算电路(CPU)的结构的图。图5是表示在本发明的实施方式1的控制装置中负责主转换器的输出控制的第一控制部的结构的图。图6是表示在本发明的实施方式1的控制装置中负责副转换器的输出控制的第二控制部的结构的图。图7是表示在本发明的实施方式1的控制装置中负责副转换器的输出控制的第二控制部的结构的一部分的图。图8是说明由本发明的实施方式1的第一控制部进行的主转换器的控制的图。图9是说明由本发明的实施方式1的第二控制部进行的副转换器的控制的图。图10是说明由本发明的实施方式1的第二控制部进行的副转换器的控制的图。图11是表示本发明的实施方式1的副转换器的栅极驱动信号的模式的图。图12是表示本发明的实施方式1的比较例的控制装置(CPU)的结构的图。图13是表示本发明的实施方式1的比较例的控制装置(CPU)的结构的图。图14是本发明的实施方式2的电力转换装置的结构图。
具体实施例方式实施方式1下面，说明本发明的实施方式1的电力转换装置。图1是表示作为本发明的实施方式1的电力转换装置的主电路的电力转换器、更具体地说将来自三相交流电源(系统电源)1的电力转换为直流电力来提供给直流负载2的电力转换器的结构的图。如图1所示，在将三相交流电力转换为直流电力的主转换器3的交流线侧的各相上分别连接有由单相全桥电路构成的副转换器4以及交流电抗器5。主转换器3是在直流侧连接作为电力储存器的主电容器7的三相两级转换器(three-phase two-level converter)，假定将直流电力再生在交流侧，使用将二极管反并联连接的IGBT等自关断 (self-turn-off)型的半导体开关元件6。在此使用的半导体开关元件6除了 IGBT以外，也可以是GCT、GTO、晶体管、MOSFET 等，而且即使是不具有自关断功能的晶闸管等，只要能够进行强制换流动作即可。另外，在经由未图示的逆变器电路将马达等连接到直流负载2时的再生电力的处理中，在逆变器电路部中附带着制动阻力(braking resistor)等，在不需要使直流电力再生在交流系统的情况下，也可以将自关断型半导体元件(半导体开关元件6)替换为二极管。此外，将构成主转换器3的各相(R相、S相、T相)的臂的P侧、N侧的各半导体开关元件6称为RP、RN、SP、 SN、TP、TN。副转换器4具备由多个MOSFET等自关断型半导体开关元件8构成的单相全桥电路和作为分别独立的电力储存器的副转换器9。在这种情况下，半导体开关元件8也除了 MOSFET以外，也可以是将二极管反并联连接的IGBT、GCT、GT0、晶体管等，而且即使是不具有自关断功能的晶闸管等，只要能够进行强制换流动作即可。另外，将各相副转换器4的交流电源侧的臂称为X侧臂，将负载侧的臂称为Y侧臂，将P侧、N侧的各半导体开关元件8称为 XP、XN、YP、YN0而且，副转换器4能够将充电成所图示的极性的直流电压在任意的期间中输出到交流端子间(输出电压Vsub)。具体地说，在将直流电压设为V的情况下，通过半导体开关元件8的接通 断开的组合，能够将Vsub= {-V，0，+V}这三个等级的电压值施加到副转换器4的交流端子间。另外，具备检测主转换器3的主电容器7的电压Vdc的电压传感器7a ；检测各相的副转换器4的副电容器9的电压Vbr、Vbs、Vbt的电压传感器9a ；检测从三相交流电源1 输入的各相的交流电流i (ir、is、it)的电流传感器10 ；以及检测三相交流电源1的相位的 PLL电路11。此外，关于交流电流i，将箭头的方向设为正。关于这样构成的电力转换器，例如在三相交流电源1为200V系的交流系统、将作为直流输出电压的主电容器7的电压Vdc设为250V并将各相的副电容器9的电压设为60V 的情况下，能够由600V耐压的元件构成主转换器3，能够由100V耐压的元件构成副转换器 4。另外，在三相交流电源1为400V系的交流系统、将作为直流输出电压的主电容器7的电压Vdc设为500V并将各相的副电容器9的电压设为60V的情况下，能够由1200V耐压的元件构成主转换器3，能够由100V耐压的元件构成副转换器4。另外，能够进行交流直流转换的电力转换器也可以是直流侧为太阳光、燃料电池等能量源而连接到交流系统，进行电力授受的转换器。下面说明这样构成的电力转换器的动作。图2是表示主转换器3的例如R相的输出电压Vmain、构成主转换器3的各半导体开关元件6 (RP、RN、SP、SN、TP、TN)的栅极驱动信号以及R相副转换器4的输出电压Vsub的各波形的图。在此，说明相当于一相的电压。如图所示，主转换器3的各半导体开关元件6的栅极驱动信号针对电源相电压的一个周期是一个脉冲的信号(以下称为1脉冲信号)。在R相的电源相电压为正极性时，P 侧的半导体开关元件RP为接通状态，N侧的半导体开关元件RP为断开状态，在R相的电源相电压为负极性时，半导体开关元件RP为断开状态，半导体开关元件RP为接通状态。电力转换器的动作的基本情况如下以维持作为直流输出电压的主转换器3的主电容器7的直流电压Vdc的方式在交流-直流之间进行电力转换，因此以在交流侧产生作为与电源电压相同的电压的正弦波电压的方式进行动作。从交流电源1的虚拟中性点观察的主转换器3的R相的输出电压Vmain成为如图所示的阶梯状的波形。R相的副转换器4精细地使半导体开关元件8接通 断开，输出电源相电压与主转换器3的R相的输出电压Vmain之间的差电压(输出电压Vsub)。此外，稍后详细说明副转换器4的开关控制，交流电流i被控制成功率因数为1。图3是表示控制这种电力转换器的控制装置12的硬件结构的图。控制装置12生成主转换器3和各相的副转换器4的各半导体开关元件6、8的栅极驱动信号，来控制主转换器3和各相的副转换器4。此外，控制主转换器3的栅极驱动信号是第一控制信号，控制各相的副转换器4的栅极驱动信号是第二控制信号。如图3所示，控制装置由作为电流指令运算部的电流指令值运算电路20和硬逻辑电路构成，该电流指令值运算电路20由CPU构成并运算各相的交流电流指令，该硬逻辑电路由比较器电路30和逻辑电路40构成。逻辑电路40中使用FPGA (Field Programmable Gate Array 现场可编程门阵列)、PLD (Programmable Logic Device 可编程逻辑器件)寸。比较器电路30具备比较器31 (以下称为第一比较器31)，其检测从电压传感器 9a得到的各相的副电容器9的电压Vbr、Vbs、Vbt的不平衡(imbalance)；比较器32 (以下称为第二比较器32)，其检测从电流传感器10得到的各相交流电流ir、is、it的极性；以及电流瞬时值控制电路33，其由多个迟滞比较器(hysteresis comparator)构成。电流瞬时值控制电路33输出与主转换器3及各相的副转换器4对应的指令信号以使各相交流电流 ir、is、it的瞬时值追随由电流指令值运算电路20生成的各相的交流电流指令。逻辑电路40具备平衡校正电路41、副转换器栅极脉冲生成电路42以及主转换器栅极脉冲生成电路43，该平衡校正电路41根据第一比较器31、第二比较器32的输出校正各相的副电容器9的电压平衡。图4详细示出由CPU构成的电流指令值运算电路20的控制硬件。能够使用微型计算机、DSP (Digital Signal Processor 数字信号处理器)等构成该电流指令值运算电路 20。如图所示，电流指令值运算电路20经由A/D转换器被输入从电压传感器9a得到的各相的副电容器9的电压Vbr、Vbs、Vbt以及从电压传感器7a得到的主电容器7的电压 Vdc，进一步从PLL电路11等能够检测相位的IC的输出信号将三相交流电源1的线间电压相位作为数字信号来输入。将各相的副电容器电压Vbr、Vbs、Vbt作为输入，由电路21计算作为三相的平均值的副电容器平均电压。而且，将以使副电容器平均电压追随副电容器电压指令的方式、即以使差分为0的方式通过电路22进行PI控制而得到的输出与主电容器电压指令相加，调整主电容器电压指令。而且，将主电容器电压Vdc与调整后的主电容器电压指令之差分输入到电流指令生成电路对。另外，由电路23根据从PLL电路11输入的线间电压相位运算各相的基准正弦波， 该基准正弦波输入到电流指令生成电路对。在电流指令生成电路M中，将主电容器电压 Vdc与调整后的主电容器电压指令之差分输入到电路25，以使主电容器电压Vdc追随调整后的主电容器电压指令的方式、即以使差分为0的方式由电路25进行PI控制，来运算交流电流指令的振幅。而且，对交流电流指令的振幅乘以来自电路23的各相基准正弦波，来运算作为各相的交流电流指令的电流指令值。运算出的各相的交流电流指令经由D/A转换器从电流指令值运算电路20输出。这样，在电流指令值运算电路20中，以使作为副转换器4的直流电压的副电容器平均电压追随副电容器电压指令的方式调整作为主转换器3的直流电压指令的主电容器电压指令，以使主电容器电压Vdc追随主电容器电压指令的方式生成交流电流指令。换言之，通过控制交流电流指令，使副电容器平均电压和主电容器电压Vdc分别维持为期望的电压。另外，为了将副电容器平均电压控制为恒定，调整主电容器电压指令，由此副转换器 4在直流部中不需要电力提供要素而仅通过副电容器9能够实现电压稳定化。另外，由于根据基准正弦波生成各相的交流电流指令，因此各相交流电流ir、is、 it被控制成功率因数为1。接着，说明负责主转换器3的输出控制的第一控制部和负责各相的副转换器4的输出控制的第二控制部。第一控制部和第二控制部是将比较器电路30和逻辑电路40按分别负责主转换器 3的输出控制和各相的副转换器4的输出控制的功能分成两个的部分，图5详细示出第一控制部，图6、图7详细示出第二控制部。比较器电路30内的电流瞬时值控制电路33具备第一 第三迟滞比较器33a 33c，第一迟滞比较器33a成为第一控制部的一部分，第二迟滞比较器33b、第三迟滞比较器 33c成为第二控制部的一部分。此外，在电流瞬时值控制电路33中，将由电流指令值运算电路20生成的交流电流指令与各相的交流电流进行比较来输出指令信号，在此所处理的交流电流是交流电流瞬时值，设以后在简单记载为交流电流的情况下表示交流电流瞬时值。负责主转换器3的输出控制的第一控制部具备第一迟滞比较器33a和主转换器栅极脉冲生成电路43，图5图示了第一控制部的R相部分。此外，关于S相、T相，也是相同的结构。如图5所示，R相的主转换器栅极脉冲生成电路431 具备1脉冲信号生成电路44、 判断电路45以及电流抑制电路46，生成主转换器3的R相的半导体开关元件RP、RN用的栅极驱动信号(以下称为RP栅极脉冲、RN栅极脉冲)。1脉冲信号生成电路44根据来自PLL电路11的线间电压相位，生成由针对电源相电压的一个周期是一个脉冲的信号(1脉冲信号)构成的RP栅极脉冲、RN栅极脉冲(参照图2)。下面说明R相的控制，其它各相也是同样的。第一迟滞比较器33a当交流电流ir与由电流指令值运算电路20生成的交流电流指令之间的电流偏差超过规定的迟滞宽度(士ia)时，将异常信号输出到主转换器栅极脉冲生成电路43r。在主转换器栅极脉冲生成电路43r中，判断电路45将来自第一迟滞比较器33a的异常信号作为输入，当电流极性为负时，输出使半导体开关元件RP断开的RP切断信号，当电流极性为正时，输出使半导体开关元件RN断开的RN切断信号。电流抑制电路46 被输入1脉冲信号生成电路44和判断电路45的输出，关于RP栅极脉冲、RN栅极脉冲，在通常时按原样输出，当从判断电路45输入RP切断信号、RN切断信号时，将RP栅极脉冲、RN 栅极脉冲校正为在该期间截止并输出。从该电流抑制电路46输出的RP栅极脉冲、RN栅极脉冲成为主转换器栅极脉冲生成电路43r的输出，对R相的半导体开关元件RP、RN进行驱动控制。在通常时利用由1脉冲信号构成的栅极驱动信号对主转换器3进行控制，使交流电流ir追随交流电流指令的控制是通过副转换器4的输出控制来进行的。稍后详细说明该副转换器4的输出控制，在电源电压由于瞬时降低(instantaneous drop)、停电等而急
8剧变化的情况等下，有时无法通过副转换器4的输出控制来进行电流控制，陷入过电流。在该情况下，通过第一迟滞比较器33a检测交流电流ir与交流电流指令之间的电流偏差超过迟滞宽度(士 ia)、即电流异常，如上所述，根据电流极性，将主转换器3的某一个半导体开关元件RP、RN的1脉冲信号设为截止。例如如图8所示，在交流电流ir为正时，半导体开关元件RN接通，电流以所图示的电流路径流过。此时，当第一迟滞比较器33a检测到电流异常时，判断电路45输出RN切断信号，主转换器栅极脉冲生成电路43r所输出的RN栅极脉冲成为截止。由此，半导体开关元件RN断开，交流电流ir得到抑制。而且，当交流电流ir与交流电流指令之差分被抑制在规定的迟滞宽度(士 ia)内时，再次使半导体开关元件RN按照原来的RN栅极脉冲(1 脉冲信号)接通。这样，即使在电源电压急剧变化的情况下，也能够在达到过电流之前抑制电流，能够持续进行运转。接着，如图6所示，负责副转换器4的输出控制的第二控制部具备第二迟滞比较器 33b、第三迟滞比较器33c和副转换器栅极脉冲生成电路42r。另外，如图7所示，具备第一比较器31，其检测各相的副电容器9的电压Vbr、Vbs, Vbt的不平衡；第二比较器32，其检测各相交流电流ir、is、it的极性；以及平衡校正电路41，其根据第一比较器31、第二比较器32的输出，校正各相的副电容器9的电压平衡。此外，图7示出了三相全部的部分，为了便于说明，图6所示的结构仅是R相部分， 关于S相、T相也是同样的结构。下面，在使用图6的说明中说明R相的控制，其它各相也是同样的。如图6所示，由电流指令值运算电路20生成的交流电流指令与交流电流ir之间的电流偏差输入到第二迟滞比较器33b、第三迟滞比较器33c。第三迟滞比较器33c的迟滞宽度(士U)大于第二迟滞比较器33b的迟滞宽度 (士 il)，小于第一控制部的第一迟滞比较器33a的迟滞宽度(士 ia)。即，用绝对值进行比较时，il < i2< ia。第二迟滞比较器33b、第三迟滞比较器33c当被输入的电流偏差超过迟滞宽度时输出异常信号，其输出被输入到副转换器栅极脉冲生成电路42r。下面说明副转换器4的输出控制的基本结构。副转换器4是全桥结构，因此在将直流电压设为V的情况下，选择{_V、0、+V}这三个等级来输出到交流侧。图9的(a)、图9的(b)是将交流电流指令与交流电流ir之间的电流偏差设为横轴并将副转换器4的输出电平设为纵轴来说明输出电平的切换的图。在这种情况下，使用第二迟滞比较器33b，当电流偏差超过迟滞宽度(士 il)时，切换输出电平使得抑制交流电流ir。该输出电平的切换有如图9的(a)那样的{-V}、{0}间的切换和如图9的(b)那样的{0}、{+ν}间的切换这两种模式。该模式是根据基于从PLL电路11输入到副转换器栅极脉冲生成电路42r的线间电压相位判断的副转换器4的输出极性来决定的。而且，根据作为针对半导体开关元件XP、XN、YP、YN的栅极驱动信号的副转换器栅极脉冲48的开关模式的切换，切换输出电平。如上所述，以使交流电流ir追随交流电流指令的方式切换输出电平，但是如果存在电源电压相位的变动、相位检测系统的延迟等，则副转换器4的输出极性发生混乱，从而交流电流ir有可能脱离期望的范围。下面根据图10的(a)、图10的(b)示出电流偏差超过第二迟滞比较器3 的迟滞宽度(士 il)而即使切换输出电平也不恢复的情况下的校正。图10的(a)、图10的(b)是将交流电流指令与交流电流ir之间的电流偏差设为横轴并将副转换器4的输出电平设为纵轴来说明输出电平的切换的图。在这种情况下，使用第二迟滞比较器33b，当电流偏差超过迟滞宽度(士 il)时，切换输出电平，使得抑制交流电流ir，并且使用第三迟滞比较器33c，当电流偏差超过迟滞宽度(士 i2)时，进一步切换输出电平，使得抑制交流电流ir。如图10的(a)所示，当电流偏差沿负方向增加而超过Δ il时，即使将输出电平从 {+V}切换为{0}，电流偏差(绝对值)也不减小，当继续增加而超过Δ i2时，进一步将输出电平从10}切换为{-V}，强制性地改变电流极性来使电流偏差(绝对值)降低。另外，如图 10的(b)所示，当电流偏差沿正方向增加而超过ΔΠ时，即使将输出电平从{-V}切换为 {0}，电流偏差也不减小，当继续增加而超过Δ 2时，进一步将输出电平从{0}切换为{+V}， 强制性地改变电流极性来使电流偏差(绝对值)降低。这样，副转换器4的输出控制是切换副转换器4的交流侧的输出电平以使交流电流指令与交流电流ir之间的电流偏差变小的控制。而且，进行这种输出电平的切换的副转换器栅极脉冲48是由副转换器栅极脉冲生成电路42r生成的。如图6所示，在副转换器栅极脉冲生成电路42r中，第二迟滞比较器3 、第三迟滞比较器33c的输出被输入到触发电路FF1、FF2、FF3，作为脉冲信号被输出。触发FFl根据第二迟滞比较器3 的输出，将输出电流控制的基本控制信号RX(下面称为电流控制信号 RX)输出，电流控制信号RX成为副转换器4的X侧臂的驱动信号源。另外，来自PLL电路11的线间电压相位输入到副转换器栅极脉冲生成电路42r，由电路47判断副转换器4的输出极性，来生成用于切换输出极性的极性控制信号RY。副转换器4的极性控制信号RY用于副转换器4的Y侧臂的驱动信号源。此外，副转换器4的输出极性是假定图2所示的副电容器的输出电压Vsub而根据相位进行判断的。根据上述电流控制信号RX、极性控制信号RY，能够以如图11所示那样A D这四种开关模式来决定作为针对半导体开关元件XP、XN、YP、YN的栅极驱动信号的副转换器栅极脉冲48。在决定该副转换器栅极脉冲48之前，根据通过后述的各相副电容器电压的平衡控制得到的作为位移校正信号的电平位移方向信号DLS和校正允许信号PP，以规定的逻辑来变更电流控制信号RX、极性控制信号RY。而且，从触发电路FF2、FF3输出基于第二迟滞比较器33b、第三迟滞比较器33c的输出的电流控制信号，根据该输出，修正副转换器栅极脉冲48来进行输出使得进一步切换副转换器4的输出电平来强制性地改变电流极性。如上所述，进行切换副转换器4的交流侧的输出电平以使交流电流指令与交流电流ir之间的电流偏差变小的控制。该电流控制是按各相进行的，与此相对，所使用的交流电流指令是在电流指令值运算电路20中使用作为各相的副电容器电压Vbr、Vbs、Vbt的平均值的副电容器平均电压来运算得到的。因此，为了提高控制的可靠性，负责副转换器4的输出控制的第二控制部具有图7所示的电路结构，校正各相的副电容器9的电压平衡。而且，所生成的电平位移方向信号DLS和校正允许信号PP被输入到各相的副转换器栅极脉冲生成电路42 G2r)，输出副转换器栅极脉冲48以使各相的副电容器9的电压得到平衡。如图7所示，第一比较器31检测从电压传感器9a得到的各相的副电容器9的电压Vbr、Vbs, Vbt的不平衡，第二比较器32检测从电流传感器10得到的各相交流电流ir、is.it的极性。而且，根据第一比较器31、第二比较器32的输出、以及在各相的副转换器栅极脉冲生成电路42G2r)内生成的各相的电流控制信号RX、SX、TX、极性控制信号RY、SY、 TY,由平衡校正电路41生成电平位移方向信号DLS和校正允许信号PP。在平衡校正电路 41内，首先根据第一比较器31、第二比较器32的输出，判断是否需要使副转换器4的全相的输出电平沿正负中的某一个方向发生位移，根据各相的电流控制信号RX、SX、TX、极性控制信号RY、SY、TY,生成与实际控制一致的电平位移方向信号DLS和校正允许信号PP。具体地说，在成为如下条件时判断为需要进行各相同时地使各相的副转换器4的输出电平向正方向发生位移的校正三相中的某一相的副电容器9的电压超过上限阈值而交流电流极性为负，或者副电容器9的电压为下限阈值以下而交流电流极性为正、即电流从交流电源1向负载2的方向流过。但是，在某一相以{+V}输出的情况下，以不进行位移动作的方式进行修正来输出电平位移方向信号DLS。另外，在成为如下条件时判断为需要进行各相同时地使各相的副转换器4的输出电平向负方向发生位移的校正某一相的副电容器9的电压超过上限阈值而交流电流为正，或者副电容器9的电压为下限阈值以下而交流电流为负。但是，在某一相以{-V}输出的情况下，以不进行位移动作的方式进行修正来输出电平位移方向信号DLS。而且，利用电平位移方向信号DLS进行保持作为副转换器4的直流电压的副电容器9的电压平衡的控制，而以规定的时间间隔生成用于限制电平位移动作的校正允许信号 PP。由此，副电容器9的电压的平衡控制与上述使交流电流追随交流电流指令的电流控制相比效果更大且避免电流控制发散的可能性，通过调节平衡控制量能够进行适当的控制。 在此，关于允许、禁止电平位移动作的定时和此时的比率，能够自由地进行设定。这样，在副电容器9的电压平衡被破坏的情况下，三相同时对由{_V、0、+V}构成的副转换器4的输出电平进行电平位移，由此控制各相的能量收支，能够稳定地保持副电容器9的电压平衡。而且，一边进行这种副电容器9的电压的平衡控制，一边进行使交流电流追随交流电流指令的电流控制。在本实施方式中，电力转换装置进行在将交流电力转换为恒定的直流电力时执行输入功率因数控制的所谓的高功率因数转换动作，而除了电源电压急剧变化等情况，仅通过切换副转换器4的交流侧的输出电平的开关控制，增加或减少交流电流来使交流电流的瞬时值追随交流电流指令，主转换器3只要在与交流电源1的相位同步的一个周期内进行一个脉冲的开关动作即可。这样，主转换器3以低频进行开关动作，以高频对电平小的副转换器4进行开关动作使得抑制交流电流，进行交流电流的瞬时值控制，因此不依赖于CPU的性能而能够实现高速的电流控制。另外，由副转换器4进行的交流电流的瞬时值控制中使用利用两种迟滞宽度的2级结构的迟滞比较器33b、33c，因此即使在电源电压中产生了扰乱的情况下，也能够稳定地持续进行电流控制，控制的可靠性提高。而且，当无法通过副转换器4的输出控制进行电流控制，电流偏差进一步超过 (士ia)而变大时，由于使主转换器3的1脉冲信号设为截止来抑制过电流，因此在电源电压由于瞬时降低、停电等而急剧变化的情况等下也不会陷入无法控制，能够继续进行电力转换装置的运转。另外，在切换副转换器4的交流侧的输出电平的开关控制中实施使输出电平发生位移以使三相的副电容器9的电压平衡的校正，因此各相的副电容器电压得以平衡而维持为规定电压。另外，如上所述，这种控制是能够将作为生成交流电流指令的电流指令值运算电路20以外的部分的第一、第二控制部汇总为由比较器电路30和逻辑电路40构成的硬逻辑电路而构成。因此，仅将电流指令值运算电路20由CPU构成即可，不需要高价且复杂的 CPU,并且由于取入CPU的信息的数量少而能够降低A/D转换器的数量，也使外围电路的结构简便。因而，能够以廉价且简便的控制装置12实现高速且可靠性高的电流控制。另外，由于是主转换器3以低频进行开关动作而以高频对电平小的副转换器4进行开关动作使得抑制交流电流的结构，因此交流电抗器5也是小型即可，关于副转换器4的半导体开关元件的元件耐压，只要是使用于主转换器3的元件耐压的五分之一左右的元件即可，因此能够由导通电阻小的低耐压的元件构成。接着，图12、图13示出假设仅由CPU构成控制装置的情况下的控制硬件的比较例。图12、图13所示的控制装置50经由A/D转换器被输入各相的副电容器9的电压 Vbr、Vbs、Vbt、主电容器7的电压Vdc以及各相交流电流ir、is、it，进一步根据PLL电路 11的输出信号将三相交流电源1的相位θ作为数字信号进行输入。在主转换器3用的控制中，1脉冲信号生成电路62根据来自PLL电路11的相位 θ，生成由针对电源相电压的一个周期是一个脉冲的信号构成的栅极驱动信号。在副转换器4侧的控制中，将各相的副电容器电压Vbr、Vbs、Vbt作为输入，通过电路51计算作为三相的平均值的副电容器平均电压。而且，将通过副电容器电压控制电路52 以使副电容器平均电压追随副电容器电压指令的方式、即以使差分为0的方式进行PI控制而得到的输出与主电容器电压指令相加，调整主电容器电压指令。而且，通过主电容器电压控制电路53以使主电容器电压Vdc追随调整后的主电容器电压指令的方式、即以使差分为 0的方式进行PI控制，来运算交流电流指令的振幅M。另外，根据从PLL电路11输入的相位θ，运算各相的基准正弦波，将该各相基准正弦波与交流电流指令振幅M相乘来运算各相的交流电流指令阳。接着，将各相的交流电流指令55与所输入的各相交流电流ir、is、it进行比较，通过交流电流控制电路56进行反馈控制以使电流偏差成为0。另外，与反馈控制独立地，副转换器4的输出电压指令58是根据电源相位θ和主电容器电压Vdc通过运算进行推定的， 并作为前馈项而与电流控制输出57相加。并且，运算各相的副电容器电压Vbr、Vbs、Vbt与通过电路51计算得到的平均值之差，将零相电压60重叠到副转换器4的输出电压指令58， 该零相电压60是根据通过副电容器电压平衡控制电路59以使该差为最小的方式进行控制而得到的输出运算出的。对电流控制输出57相加重叠有零相电压60的输出电压指令58，将这些控制项合起来，以副转换器4的副电容器电压Vbr、Vbs、Vbt进行归一化，通过PWM电路61生成基于三角波PWM控制的栅极驱动信号。在该比较例的控制装置50中，始终以1脉冲信号对主转换器3进行控制，因此在仅由副转换器4进行电流控制，电源电压瞬时降低等的异常时，有可能脱离控制范围。另外，利用以使各相交流电流ir、is、it追随交流电流指令55的方式生成的输出电压指令对副转换器4进行PWM控制。由于这样仅由CPU构成控制装置50，因此CPU变为复杂且高价。 另外，使交流电流追随交流电流指令阳的响应性依赖于CPU的性能，因此在高速的电流控制中需要进一步高价的CPU。另外，由于各相交流电流ir、is、it也被取入CPU，因此A/D转换器的数量也变多。与此相对，在上述本发明的实施方式的控制装置12中，能够设为使用廉价的CPU 的简便的结构，能够实现高速控制。实施方式2接着，说明本发明的实施方式2的电力转换装置。在上述实施方式1中，示出了将交流电力转换为直流电力的转换器，但是还能够将具有相同的结构的电力转换器用作将直流电力转换为交流电力的逆变器(inverter)。图14是表示本发明的实施方式2的电力转换装置的结构的图。如图所示，电力转换装置将来自太阳能电池、燃料电池等直流电源200的直流电力转换为交流电力来连接到作为三相电力系统的交流电源210。主电路具备具有与上述实施方式1相同的电路结构的电力转换器100 ；和设置在电力转换器100的前级的平滑电容器110以及DC/DC转换器 111，具备对电力转换器100进行输出控制的控制装置220和控制DC/DC转换器111的控制器 112。电力转换器100是在主逆变器101的交流线侧的各相分别连接由单相全桥电路构成的副逆变器102和电抗器103而构成的，该主逆变器101由将平滑电容器105的直流电力转换为交流电力的三相两级逆变器构成。主逆变器101例如使用将二极管反并联连接的 IGBT等自关断型的半导体开关元件104。另外，副逆变器102具备由多个MOSFET等自关断型半导体开关元件106构成的单相全桥电路和作为分别独立的电力储存器的副电容器 107。此外，10 是检测作为主逆变器101的输入直流电压的平滑电容器105的电压Vdc的电压传感器，107a是各相的副电容器107的电压Vbr、Vbs、Vbt，108是检测各相的交流输出电流ir、is、it的电流传感器，109是检测各相的交流输出电压的电压传感器，IlOa是检测对直流电源100的输出直流电压进行平滑的平滑电容器110的电压的电压传感器，113是检测直流电源100的输出电流的电流传感器。控制器112根据从电流传感器113和电压传感器IlOa得到的直流电源100的输出电流和输出电压，控制DC/DC转换器111使得直流电源100输出规定的电压和电力。在这种情况下，由太阳能电池构成直流电源100，进行从太阳能电池输出最大电力的最大电力点控制。各相的副逆变器102的输出电压重叠到主逆变器101的各相输出电压，经由电抗器103输出交流电压。由于输出与交流电源210连接，因此输出电压被控制为与交流电源 210相同电压和相位。另外，根据运算为通过DC/DC转换器111从直流电源100输出最大电力的振幅，交流电流被控制为以作为电力系统的交流电源210的功率因数为1来进行连接。在这种情况下，与上述实施方式1同样地，控制装置220由CPU构成生成交流电流指令的电流指令运算部，具备第一控制部和第二控制部，该第一控制部根据交流电源210 的相位生成控制主逆变器101的第一控制信号，该第二控制部生成第二控制信号，该第二控制信号用于切换副逆变器102的交流侧的输出电平以使交流电流指令与交流电流瞬时值之间的偏差变小。在这种情况下，交流电流指令的生成方法不同，但是其它控制与上述实施方式1相同，得到与上述实施方式1相同的效果。
权利要求
1.一种电力转换装置，其特征在于，具备电力转换器，具备在交流与直流之间进行电力转换并输出到在直流侧分别具有的各电力储存器的主转换器和副转换器，所述主转换器的直流电压大于所述副转换器的直流电压，在所述主转换器与交流电源之间配置所述副转换器来进行串联连接；以及控制装置，根据基于所述交流电源的相位生成的第一控制信号来控制所述主转换器， 运算输入到所述电力转换器的交流电流的指令，根据以使该交流电流的瞬时值追随所述交流电流指令的方式生成的第二控制信号来控制所述副转换器，其中，所述控制装置具备电流指令运算部、第一控制部以及第二控制部，该电流指令运算部以使所述副转换器的直流电压追随规定的电压指令的方式调整所述主转换器的直流电压指令，以使该主转换器的直流电压追随所述直流电压指令的方式生成所述交流电流指令，该第一控制部生成针对所述主转换器的所述第一控制信号，该第二控制部生成所述第二控制信号，所述第二控制信号用于切换所述副转换器的交流侧的输出电平以使所述交流电流指令与所述交流电流瞬时值之间的偏差变小。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，所述电力转换器将来自交流电源的交流电力转换为直流电力。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，所述第一控制部在所述交流电流指令与所述交流电流瞬时值之间的偏差超过规定值时，使针对所述主转换器的所述第一控制信号截止来抑制所述交流电流瞬时值。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，所述第二控制部具备迟滞比较器，从而进行使所述交流电流瞬时值追随所述交流电流指令的控制。
5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，将所述迟滞比较器设为具备不同的迟滞宽度的2级结构。
6.根据权利要求1 5中的任一项所述的电力转换装置，其特征在于，所述电力转换器是在各相具备所述副转换器的三相电力转换器，所述第二控制部以使各相的所述副转换器的直流电压平衡的方式生成位移校正信号， 来校正针对所述各副转换器的所述第二控制信号，该位移校正信号使各相的所述副转换器的交流侧输出电平向同一增减方向发生位移。
7.根据权利要求6所述的电力转换装置，其特征在于，所述第二控制部在规定的期间中限制所述位移校正信号，来限制所述第二控制信号的校正。
8.根据权利要求1 5中的任一项所述的电力转换装置，其特征在于，在所述控制装置中，只有所述电流指令运算部是由CPU构成的，而所述第一控制部和所述第二控制部是由硬逻辑电路构成的。
9.一种电力转换装置，其特征在于，具备电力转换器，具备主逆变器和副逆变器，所述主逆变器的直流电压大于所述副逆变器的直流电压，在所述主逆变器与交流电源之间串联连接所述副逆变器，将来自直流电源的直流电力转换为交流电力并连接到所述交流电源；以及控制装置，根据基于所述交流电源的相位生成的第一控制信号来控制所述主逆变器，运算所述电力转换器所输出的交流电流的指令，根据以使该交流电流的瞬时值追随所述交流电流指令的方式生成的第二控制信号来控制所述副逆变器，其中，所述控制装置具备电流指令运算部、第一控制部以及第二控制部，该电流指令运算部以使来自所述直流电源的直流电力最大的方式生成所述交流电流指令，该第一控制部生成针对所述主逆变器的所述第一控制信号，该第二控制部生成所述第二控制信号，所述第二控制信号用于切换所述副逆变器的交流侧的输出电平以使所述交流电流指令与所述交流电流瞬时值之间的偏差变小。
全文摘要
在三相的主转换器(3)的各相的交流输入线上串联连接单相的副转换器(4)来构成电力转换器。在对电力转换器进行输出控制的控制装置(12)中，由CPU构成电流指令值运算部(20)，该电流指令值运算部(20)以使副转换器(4)的直流电压追随指令的方式调整主转换器(3)的直流电压指令，以使主转换器(3)的直流电压追随直流电压指令的方式生成交流电流指令，通过切换副转换器(4)的交流侧的输出电平以使交流电流指令与交流电流瞬时值之间的偏差变小，来控制交流电流。
文档编号H02M7/219GK102282750SQ200980154419
公开日2011年12月14日 申请日期2009年12月1日 优先权日2009年1月13日
发明者安江正德, 岩田明彦, 岸田行盛, 森修, 石川纯一郎, 藤井俊行 申请人:三菱电机株式会社