专利名称：Dc-dc转换器以及开关控制电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及变换直流电压的开关稳压器方式的DC-DC转换器及其开关控制电路， 尤其涉及用于减小伴随同步整流型的DC-DC转换器中的开关动作的尖峰噪声而有效的技 术。
背景技术：
作为变换输入直流电压来输出不同电位的直流电压的电路，有开关稳压器方式的 DC-DC转换器。在所述DC-DC转换器中，如图3所示，存在以下同步整流型的DC-DC转换 器，其具有把从电池等直流电源供给的直流电源电压Vin施加在电感器(线圈)L1上来流 过电流，使线圈积蓄能量的驱动用开关元件Ml ；在该驱动用开关元件被截止的能量释放期 间，对线圈的电流进行整流的整流用开关元件M2。该同步整流型的DC-DC转换器，通过使驱 动用开关元件和整流用开关元件互补地导通、截止，与二极管整流型的DC-DC转换器相比 提高了功率效率。目前，在开关稳压器方式的DC-DC转换器中，已知产生与开关元件的导通、截止动 作相伴的尖峰噪声。该尖峰噪声成为共模噪声产生的原因，对周围电路产生不良影响。另 夕卜，要求构成生成开关元件的导通、截止控制信号的控制电路的晶体管等元件具有必要以 上的耐压。因此，提出了若干减小尖峰噪声的技术(例如专利文献1)。专利文献1特开2004-112958号公报
发明内容
本发明人详细研究了在图3所示的开关稳压器方式的DC-DC转换器中尖峰噪声产 生的原因。在电压输入端子VIN和线圈L的一端子之间连接的驱动用的P沟道晶体管Ml、 和在线圈L的所述一端子和接地点之间连接的整流用N沟道晶体管M2，通过同相的栅极驱 动脉冲GPl、GP2被互补地导通、截止驱动。而且，为了防止Ml和M2同时成为导通状态而流 过贯通电流，如图4所示，为了具有死区时间At，将脉冲GP1、GP2形成为了 下降时间tfl、 tf2以及上升时间trl、tr2不重叠。在通过上述脉冲GP1、GP2对晶体管Ml和M2进行导通、截止驱动时，以往认为为 了减小晶体管M1、M2的导通电阻引起的损失来提高效率，理想的是使M1、M2在短时间内导 通、截止，如图5中放大表示的那样，使栅极驱动脉冲GP1、GP2的上升、下降变得陡峭，并且 使得下降时间tfl、tf2以及上升时间trl、tr2不重叠。但是当如上述那样使脉冲陡峭时容 易产生尖峰噪声。而且已知有如下问题由于该尖峰噪声为高频，因此无法通过线圈L和滤 波电容器C构成的滤波电路除去，而作为噪声而侵入输入电压Vin，成为对共用电源电压的 其他电路产生不良影响的原因。此外，在所述专利文献1中记载的技术，设置尖峰噪声检测电路，并与使电流流过 线圈的驱动用开关元件(驱动器晶体管)并联地设置导通电阻较大的附加晶体管，在检测 出尖峰噪声时通过使附加晶体管导通来减小噪声，该技术存在电路规模变大，导致芯片大小增大的不便。着眼于上述问题而提出了本发明，其目的在于提供可以在开关稳压器方式的 DC-DC转换器中使尖峰噪声减小的技术。另外，本发明的目的在于，提供可以使伴随开关的尖峰噪声减小的DC-DC转换器 以及构成该DC-DC转换器的开关控制电路。
为了达成上述目的，本发明提供一种开关控制电路，其具备第一驱动电路，所述第 一驱动电路，生成对使电流流过电压变换用的电感器的驱动用开关元件进行导通、截止驱 动的驱动信号，其特征在于，具备生成对所述驱动用开关元件进行导通、截止驱动的驱动信 号的第一驱动电路，将所述第一驱动电路构成为与使所述驱动用开关元件从导通状态向 截止状态转移时的驱动信号的迁移时间相比，使所述驱动用开关元件从截止状态向导通状 态转移时的驱动信号的迁移时间更长。根据上述手段，可以抑制驱动用开关元件被导通时瞬间流过的电流的峰值，因此 在开关稳压器方式的DC-DC转换器中可以减小伴随驱动用开关的尖峰噪声。另外，所述开关控制电路还具备第二驱动电路，其生成在所述驱动用开关元件被 截止的期间对线圈的电流进行整流的整流用开关元件的驱动信号，将所述第二驱动电路构 成为与使所述整流用开关元件从导通状态向截止状态转移时的驱动信号的迁移时间相 比，使所述整流用开关元件从截止状态向导通状态转移时的驱动信号的迁移时间更长。由 此，在同步整流型的DC-DC转换器中，也可以抑制整流用开关元件被导通时瞬间流过的电 流的峰值，因此可以进一步减小伴随开关的尖峰噪声。在此，理想的是所述驱动用开关元件由P沟道型场效应晶体管构成，所述整流用 开关元件由N沟道型场效应晶体管构成，将所述第一驱动电路构成为与从该驱动电路输 出的驱动信号的从低电平向高电平的迁移时间相比，从高电平向低电平的迁移时间更长， 将所述第二驱动电路构成为与从该驱动电路输出的驱动信号的从高电平向低电平的迁 移时间相比，从低电平向高电平的迁移时间更长。由此，在驱动用开关元件由P沟道型场 效应晶体管构成，所述整流用开关元件由N沟道型场效应晶体管构成的开关稳压器方式的 DC-DC转换器中，可以抑制开关元件被导通时瞬间流过的电流的峰值。更为理想的是，所述第一以及第二驱动电路通过CMOS反相器构成，作为第一驱动 电路的CMOS反相器形成为P沟道型场效应晶体管的电流驱动力比N沟道型场效应晶体管 的电流驱动力大，作为第二驱动电路的CMOS反相器形成为N沟道型场效应晶体管的电流 驱动力比P沟道型场效应晶体管的电流驱动力大。由此，可以不使用复杂结构的驱动电路，而且可以通过简单的设计变更来容易地 抑制开关元件被导通时瞬间流过的电流的峰值。更理想的是，构成为从所述第一驱动电路输出的驱动信号的从高电平向低电平 的迁移时间以及从所述第二驱动电路输出的驱动信号的从低电平向高电平的迁移时间，是 所述驱动信号的周期的5%以下。由此，在应用了 PWM控制方式的DC-DC转换器中，可以不太减小PWM控制的电压控 制范围地抑制开关元件被导通时瞬间流过的电流的峰值。遵照本发明，具有可以在开关稳压器方式的DC-DC转换器中减小尖峰噪声的效^ ο
图1是表示应用了本发明的同步整流型DC-DC转换器的一个实施方式的电路结构 图。图2是表示对实施方式的DC-DC转换器中的驱动用开关晶体管Ml和整流用开关 晶体管M2进行导通、截止驱动的栅极驱动信号GPl和GP2的变化的情形的波形图。图3是表示一般的同步整流型DC-DC转换器的概要结构的结构框图。
图4是表示对现有的DC-DC转换器中的驱动用开关晶体管Ml和整流用开关晶体 管M2进行导通、截止驱动的栅极驱动信号GPl和GP2的变化的时刻的时序图。图5是放大表示现有的DC-DC转换器中的栅极驱动信号GPl和GP2的波形图。符号说明20开关控制电路；21误差放大器；22PWM比较器；23输出控制逻辑电路；FB反馈端 子；Rl、R2分压电阻；Ll线圈(电感器)；Cl滤波电容器；DRV1、DRV2输出驱动器；Ml驱动 用开关晶体管(驱动用开关元件)；M2同步整流用开关晶体管(整流用开关元件)
具体实施例方式以下，根据附图对本发明的优选实施方式进行说明。图1表示应用了本发明的开关稳压器方式的DC-DC转换器的一个实施方式。该实施方式的DC-DC转换器具备作为电感器的线圈Ll ；连接在被施加直流输入 电压Vin的电压输入端子IN和上述线圈Ll的一端子之间，向线圈Ll流入驱动电流的由P 沟道MOSFET (绝缘栅型场效应晶体管)构成的驱动用开关晶体管Ml ；连接在线圈Ll的所 述一端子和接地点之间的、由N沟道MOSFET构成的整流用开关晶体管M2。另外，DC-DC转换器具备对上述开关晶体管Ml、M2进行导通、截止驱动的开关控 制电路20 ；以及连接在上述线圈Ll的另一端子(输出端子OUT)和接地点之间的滤波电容 器Cl。虽未特别限定，但在本实施方式中，在构成DC-DC转换器的元件中，开关控制电路 20形成在半导体芯片上，构成半导体集成电路(电源控制用IC)，线圈Li、电容器Cl以及作 为开关元件的晶体管M1、M2作为外部元件与在该IC上设置的外部端子连接。在该实施方式的DC-DC转换器中，通过开关控制电路20生成使晶体管Ml和M2互 补地导通、截止的驱动脉冲GP1、GP2，在稳定状态下，当将驱动用晶体管Ml导通时，在线圈 Ll上施加直流输入电压Vin，向输出端子OUT流过电流，对滤波电容器Cl充电。另外，当将驱动用晶体管Ml截止时，交替地将整流用晶体管M2导通，通过该导通 的整流用晶体管M2在线圈Ll中流过电流。并且，例如通过根据输出电压控制使开关周期 一定地输入Ml、M2的控制端子(栅极端子)的驱动脉冲GP1、GP2的脉冲宽度，产生将直流 输入电压Vin降压而得的直流输出电压Vout。开关控制电路20具有串联连接在反馈来自输出端子OUT的电压的端子FB和接 地点之间，通过电压比来对输出电压Vout进行分压的电阻Rl、R2 ；比较通过该电阻分压而 得的电压VFB和参考电压Vrefl，输出与电位差对应的电压的误差放大器21 ；将该误差放大器21的输出输入到一个输入端子的PWM比较器22。而且，开关控制电路20具有输出控制逻辑电路23，其根据上述PWM比较器22的输出脉冲，生成用于使开关晶体管Ml、M2相互的导通期间不重叠地导通、截止的控制脉冲 Cl和C2 ；以及接收控制脉冲Cl和C2，生成开关晶体管Ml、M2的栅极驱动信号GPl、GP2并 进行输出的、由CMOS反相器构成的输出驱动器DRV1、DRV2。在上述PWM比较器22的另一输入端子上输入来自波形生成电路24的波形信号， 该波形生成电路24内置了振荡器并生成预定频率的三角波或锯齿波那样的波形信号，根 据反馈电压VFB进行当输出电压高时减小输出驱动脉冲的脉冲宽度，而当反馈电压VFB低 时扩大脉冲宽度的控制。在该实施方式的DC-DC转换器中，如图2所示，输出驱动器DRV1、DRV2分别生成具 有希望的上升时间和下降时间(迁移时间)的栅极驱动信号GP1、GP2。具体而言，当设栅 极驱动信号GPl的下降时间为tfl、上升时间为trl、栅极驱动信号GP2的下降时间为tf2、 上升时间为tr2时，将栅极驱动信号GPl设计为tfl > trl、即下降时间比上升时间长，将栅 极驱动信号GP2设计为tf2 < tr2、即上升时间比下降时间长。在此，在tfl和trl的关系 中，优选tfl是trl的1. 5 2倍，在tr2和tf2的关系中，优选tr2是tf2的1. 5 2倍。trl 和 tr2、tfl 和 tf2 的关系，可以是 trl ^ tr2、tfl ^ tf2。另外，当 tfl 和 tr2 过大时，导通电阻成分引起的功率损耗增多，因此tfl和tr2理想的是当换算成IMHz时，在 开关周期(驱动脉冲的周期)的5%以下的范围内适当设定，更理想的是在2%以下的范围 内适当设定。通过按上述那样设定作为栅极驱动信号GP1、GP2的迁移时间的下降时间、上升时 间，在本实施方式的DC-DC转换器中具有可以减小将开关晶体管Ml、M2分别导通时瞬间流 过的电流的峰值，由此可以减小尖峰噪声的优点。另外，通过将tfl和tr2设定在开关周期 的5 %以下，可以不太减小PWM控制的电压控制范围地抑制将Ml、M2导通时瞬间流过的电 流的峰值。接着，说明用于在上述输出驱动器DRV1、DRV2中生成的栅极驱动信号GP1、GP2的 下降时间和上升时间中加入差异的具体方法。在本实施方式中，输出驱动器DRVl、DRV2由在电源电压端子VDD和接地点GND之 间串联连接P沟道MOSFET和N沟道晶体管所形成的CMOS反相器构成。一般，在比较通过 当前的CMOS制造工艺形成的P沟道MOSFET和N沟道晶体管时，已知在相同大小的情况下， N沟道晶体管的电流驱动力约为P沟道MOSFET的3倍大。因此，在构成逻辑电路等的通常的CMOS反相器中，为使P沟道MOSFET的电流驱动 力和N沟道晶体管的电流驱动器力相同，将P沟道MOSFET的大小设定为N沟道晶体管的 大小的约3倍。图5所示的栅极驱动信号GP1、GP2的波形，可设想成将构成输出驱动器 DRVU DRV2的P沟道MOSFET和N沟道晶体管的大小比设计为3 1时的波形。与之相对，在本实施方式中，把构成输出驱动器DRVl的P沟道MOSFET和N沟道晶 体管的大小比设定为比3 1大的例如5 1。由此，N沟道MOSFET的电流驱动力变得比 P沟道晶体管的电流驱动力小。在图1的DC-DC转换器中，由于驱动用开关晶体管Ml由P沟道MOSFET构成，所以 在从输出驱动器DRVl输出的栅极驱动信号GPl的低电平期间Ml被导通，因此当构成DRVl的N沟道MOSFET的电流驱动力小时，则这样地动作亦即，与N沟道晶体管被导通后GPl从 高电平向低电平变化的时间trl相比，构成DRVl的P沟道晶体管被导通后GPl从低电平向 高电平变化的时间tfl变长。由此，减小了驱动用开关驱动器Ml从截止切换到导通时瞬间 流过的电流的峰值。另一方面，把构成输出驱动器DRV2的P沟道MOSFET和N沟道晶体管的大小比设 定为比现有的3 1小的例如3 4。由此，输出驱动器DRV2中P沟道MOSFET的电流驱动 力变得比N沟道晶体管的电流驱动力小。 图1的DC-DC转换器中，整流用开关晶体管M2由N沟道MOSFET构成，因此，在从 输出驱动器DRV2输出的栅极驱动信号GP2的高电平期间M2被导通，因此当构成DRV2的P 沟道MOSFET的电流驱动力小时，则这样地动作亦即，与DRV2的N沟道晶体管被导通后GP2 从高电平向低电平变化的时间tf2相比，DRV2的P沟道晶体管被导通后GP2从低电平向高 电平变化的时间tr2更长。由此，减小了整流用开关晶体管M2从截止切换到导通时瞬间流 过的电流的峰值。而且，当比较驱动用开关晶体管Ml和整流用开关晶体管M2时，驱动用开关晶体管 Ml在为P沟道M0SFET、且相同大小的情况下，电流驱动力比由N沟道MOSFET构成的整流用 开关晶体管M2小，因此将Ml设定为比M2大的大小(约3倍)。因此，考虑驱动用开关晶体 管Ml和整流用开关晶体管M2的大小比来设计构成输出驱动器DRVl的晶体管和构成输出 驱动器DRV2的晶体管的大小。这是由于从输出驱动器DRV1、DRV2来看，驱动用开关晶体管 Ml和整流用开关晶体管M2作为电容性负载来工作的原因。在本实施方式的DC-DC转换器中，通过上述那样设计构成输出驱动器DRVl的各晶 体管和构成输出驱动器DRV2的各晶体管的大小，具有可以抑制在驱动用开关晶体管Ml和 整流用开关晶体管M2分别从截止切换为导通时瞬间流过的电流的峰值，来减小尖峰噪声 的优点。本发明从其工作原理可知，即使应用于代替图1中的整流用晶体管M2而使用二极 管的二极管整流用的DC-DC转换器，也能得到一定程度的效果，但由于在驱动用开关晶体 管Ml导通时和整流用开关晶体管M2导通时这两种情况下都产生尖峰噪声，因此在应用于 同步整流方式的DC-DC转换器时效果更明显。以上，根据实施方式具体说明了本发明人做出的发明，但本发明不限定于上述实 施方式。例如，为了不在开关元件M1、M2中流过贯通电流，最好使栅极驱动信号GPl和GP2 的变化期间(tfl和tf2以及trl和tr2)不重叠地生成GPl和GP2，因此优选这样地构成电 路亦即，将输出驱动器DRVl和DRV2的输出(或输入)反馈到输出控制逻辑电路23，在确 认GP2下降后开始GPl的下降，在确认GPl上升后开始GP2的上升。而且，当开关元件Ml、M2同时截止的时间长时，在M2中寄生的体二极管中流过电 流，损失增加，因此最好尽量缩短同时成为截止状态的时间，为此，理想的如下这样构成电 路亦即，在GP2下降后立即开始GPl的下降，并且在GPl上升后立即开始GP2的上升。另外，在上述实施方式中，作为开关元件Ml、M2而使用了与电源控制用IC分 离地形成的外部元件，但也可以使用与电源控制用IC形成在同一半导体芯片上的片上 (on-chip)元件来构成电源驱动用IC。而且，在所述实施方式中表示了在芯片上形成了对 施加在反馈端子FB上的输出电压进行分压的电阻R1、R2的情况，但分压电阻R1、R2也可以作为外部元件，将在外部分压而得的电压施加在反馈端子上。另外，在所述实施方式中表示了在芯片上内置了生成输入PWM比较器22的波形信 号(三角波)的电路的开关控制电路，但也可以从芯片外部提供波形信号或作为其信号源 的振荡信号。而且，也可以应用于除PWM比较器以外还具备PFM比较器，在轻负载时通过 PFM控制来进行电压变换动作的DC-DC转换器的开关控制电路。 在以上的说明中说明了将本发明应用于降压型DC-DC转换器的例子，但本发明不 仅限定于此，也可以应用于升压型或者产生负电压的反转型DC-DC转换器等。
权利要求
一种开关控制电路，具备第一驱动电路，所述第一驱动电路生成对使电流流过电压变换用的电感器的驱动用开关元件进行导通、截止驱动的驱动信号，所述开关控制电路的特征在于，所述第一驱动电路以如下方式生成驱动信号与使所述驱动用开关元件从导通状态向截止状态转移时的驱动信号的迁移时间相比，使所述驱动用开关元件从截止状态向导通状态转移时的驱动信号的迁移时间更长。
2.根据权利要求1所述的开关控制电路，其特征在于，所述开关控制电路还具备第二驱动电路，其生成在所述驱动用开关元件被截止的期间 对线圈的电流进行整流的整流用开关元件的驱动信号，所述第二驱动电路以如下方式生成驱动信号与使所述整流用开关元件从导通状态向 截止状态转移时的驱动信号的迁移时间相比，使所述整流用开关元件从截止状态向导通状 态转移时的驱动信号的迁移时间更长。
3.根据权利要求2所述的开关控制电路，其特征在于，所述驱动用开关元件由P沟道型场效应晶体管构成，所述整流用开关元件由N沟道型 场效应晶体管构成，将所述第一驱动电路构成为与从该驱动电路输出的驱动信号的从低电平向高电平的 迁移时间相比，从高电平向低电平的迁移时间更长，将所述第二驱动电路构成为与从该驱动电路输出的驱动信号的从高电平向低电平的 迁移时间相比，从低电平向高电平的迁移时间更长。
4.根据权利要求3所述的开关控制电路，其特征在于， 所述第一以及第二驱动电路通过CMOS反相器构成，将作为第一驱动电路的CMOS反相器形成为P沟道型场效应晶体管的电流驱动力比N 沟道型场效应晶体管的电流驱动力大，将作为第二驱动电路的CMOS反相器形成为N沟道型场效应晶体管的电流驱动力比P 沟道型场效应晶体管的电流驱动力大。
5.根据权利要求3或4所述的开关控制电路，其特征在于，所述第一驱动电路中的驱动信号的从高电平向低电平的迁移时间以及从所述第二驱 动电路输出的驱动信号的从低电平向高电平的迁移时间，是所述驱动信号的周期的5 %以 下。
6.一种DC-DC转换器，其特征在于， 具备电压变换用的电感器；使电流流过该电感器的驱动用开关元件；在该驱动用开关元件被截止的期间对线圈的电流进行整流的整流用开关元件； 与输出端子连接的滤波电容器；以及生成所述驱动用开关元件和所述整流用开关元件的驱动信号的、权利要求2 5中任 一项所述的开关控制电路。
全文摘要
本发明提供可以在开关稳压器方式的DC-DC转换器中使尖峰噪声减小的技术。在具有使电流流过电感器的驱动用开关元件(M1)、整流元件(M2)、与输出端子连接的滤波电容器的开关稳压器方式的DC-DC转换器中，至少生成对驱动用开关元件(M1)进行导通、截止驱动的驱动信号的驱动电路(DRV1)，如下这样地生成驱动信号亦即，与使驱动用开关元件从导通状态向截止状态转移时的驱动信号的迁移时间(tr1)相比，使驱动用开关元件从截止状态向导通状态转移时的驱动信号的迁移时间(tf1)更长。
文档编号H02M3/155GK101860208SQ20101010474
公开日2010年10月13日 申请日期2010年1月28日 优先权日2009年1月30日
发明者佐藤朗, 川越治 申请人:三美电机株式会社