专利名称：电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种基于电容隔离的多路输出直流/直流谐振式变流器，多路输出之 间实现电流均衡输出。特别是指基于谐振电路的谐振电容同时实现输出电流均衡以及输入 输出的隔离，
背景技术：
目前，随着LED技术的发展，LED照明是一种绿色环保的照明解决方案，与传统照 明方案相比具有不可比拟的优势。但是单个高亮度LED光源的功率常常由于受到封装、发 热等限制，一般功率都维持在1W-3W。在需要高功率、高亮度照明场合，如路灯、广场照明等， 通常需要将许多LED组合起来使用。LED的亮度与其流过的电流直接相关一般来说，流过 LED的电流越大，其亮度将越大。为了实现多个LED的亮度均衡，通常将多个LED串联使用。 然而，当串联的LED个数超过一定数量，会导致LED驱动器输出电压很高，导致输出滤波电 容耐压、电路绝缘设计困难。因此，当需要大功率照明时，一般将多串LED进行并联，而实现 每串LED之间的电流均衡对LED的使用寿命以及光亮度的均衡变得十分重要。因此需要一 种能够提供多路输出的电源用于驱动多串LED，实现其电流控制以及每串之间的电流均衡。传统的线性电流源方法利用半导体开关，如三极管的饱和工作区或者金属氧化物 场效应管(MOSFET)放大区实现电流的均和，但系统损耗大，效率低下，不适合较大功率的 应用。图1所示是一个常用的LED驱动电源示意图，交流输入通过一个高功率因素整流输 出一个较为稳定的直流母线(如380或400V)，通过一个带隔离的DC/DC变流器产生一个稳 定的直流输出驱动多串LED，利用线性电流源与每串LED串联，实现电流的均衡。电流源的 结构参见图1的右半部分，其通过可控开关Ml、电阻R以及运算放大器UO实现。传统的后级开关电源调整方法，就是通过每个输出一个单独的DC/DC变流器，分 别控制每串LED的输出电流，实现电流控制和相互的电流均衡，如图2所示。图2中的DC/ DC变流器为由开关管M2、电感L、电容C和二极管D构成的典型降压变换器(BUCK电路)。 从交流输入到最终输出，经过PFC以及2级DC/DC变换，总共3级变换，需要多个控制器、开 关等，因此系统变换级数过多，系统成本高等缺点。为降低成本，也有一些基于电感或者电容等无源器件实现多个输出电流均衡的方 法，通常都有电流均衡进度较差、需要额外的无源器件、系统循环能量大等缺点。同时，由于灯具接地或者考虑人体触摸可能，基于安全考虑以及系统设计的要求， 通常驱动器需要实现输入输出之间的电气隔离，以满足安规的要求(如UL60950-1以及IEC 相关安规要求)，尤其是输入与电网侧有电气通路的情况下，包括电网频率下的漏电流电流 要求以及直流隔离要求。通常，需要变压器实现输入输出之间的电气隔离，满足安规要求。 如图1以及图2中，PFC环节是非隔离的，与电网侧有直接电气连接，紧接着PFC的DC/DC变 流器需要实现隔离。另外，由于输入输出电压的差别，也需要变压器来满足输入输出电压的 匹配，如DC/DC的输入电压为400V，输出20V，通常的变流器拓扑增益有限(如0. 5)，因此需 要一个匝比为10的变压器得到需要的输出电压。但变压器通常体积较大，不利于小型化、
4薄型化(low profile)等问题，高频化下效率较低等问题。因此，如何实现高效率、低成本、更小、更薄的多路恒流输出的电源变流器，依然存 在很多的技术挑战。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服多路恒流输出的高成本、效率低、体积大等问 题，提出一种基于串联谐振变流器的电路，在不增加电路额外器件的基础上，利用谐振电路 自身的谐振电容实现多路恒流输出、安规隔离(无变压器方法实现安全隔离)以及高精度 电流均衡，可实现低成本、高效率、驱动器的薄型化等，特别适用于多串LED驱动。为解决技术问题，本发明的技术方案是提供一种电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器，包括直流输入；原 边拓扑，包含多个开关，与所述直流输入耦合，具有2个输出端，将所述直流输入在输出端 口转换成一交流信号；谐振网络，接收所述交流信号，并将之输出到副边整流器；副边整流 器，具有2个输入端，与所述谐振网络相耦合；并具有2个输出端，以驱动2路负载；所述谐 振网络包括2个谐振支路，每个谐振支路均由1个谐振电容和1个谐振电感串联而成，每个 谐振支路连接于所述原边拓扑的一个输出端以及副边整流器的一个输入端之间。作为一种改进，所述谐振网络中还包括1个共模电感。进一步地，本发明还提供了一种电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流 器，包括直流输入；原边拓扑，包含多个开关，与所述直流输入耦合，具有2个输出端，将所 述直流输入在输出端口转换成一交流信号；η个相互并联的谐振网络，接收所述交流信号， 并将之输出到各自对应的输出模块；η个输出模块，各自包括一个副边整流器；所述副边整 流器具有2个输入端，与所述η个谐振网络分别相耦合，并具有2个输出端以驱动2路负 载；每个谐振网络均包括2个谐振支路，每个谐振支路均由1个谐振电容和1个谐振电感串 联而成，每个谐振支路连接于所述原边拓扑的一个输出端以及副边整流器的一个输入端之 间。作为一种改进，所述η个输出模块中，相邻的两组输出模块的相邻谐振电感之间 两两耦合，实现多个输出之间的电流均衡。更进一步地，本发明还提供了一种电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变 流器，包括一个原边拓扑，包含多个开关，与一直流输入耦合，具有2个输出端，将所述直 流输入在输出端口转换成一交流信号；至少2个输出模块，每个输出模块各自包括一个平 衡电容、一个副边整流器以及至少一个共模电感的绕组；所述副边整流器具有2个输入端， 与所述平衡电容及所述共模绕组串联后，连接到一谐振网络；副边整流器还具有2个输出 端以驱动2路负载；一个谐振网络，包括2个谐振电容以及至少1个谐振电感，接收所述交 流信号，并将之输出到各个输出模块；相邻的两组输出模块中，所述共模电感的绕组相互耦 合，实现多个输出之间的电流均衡。作为一种改进，所述原边拓扑为对称半桥拓扑、全桥拓扑或者非对称半桥拓扑。作为一种改进，所述谐振电容为安规电容，实现输入输出隔离。作为一种改进，所述副边整流器为双输出全桥结构或双输出倍压结构。本发明中，所述原边拓扑中多个开关在开关频率小于一设定值时，开关的占空比
5为50%。在开关频率高于一设定值时，工作于间歇工作模式。本发明中，所述直流输入电压可基于反馈信号调节。本发明中，所述原边拓扑输出为一占空比50%的交流信号。本发明的有益效果在于本发明省去了传统的隔离变压器，简化了电路结构，降低成本，实现简单而高效的 多路恒流源输出，特别适合用于多串LED的驱动。
图1是现有技术采用线性电流源方法实现LED串均流；图2是现有技术采用后级开关电源调整方法实现LED串均流；图3是传统半桥型串联谐振DC/DC变流器电路图；图4是图3所示传统串联谐振变流器输出电压增益曲线；图5是本发明一个具体实施例的演变示意图；图6是本发明一个实施例电路100的仿真波形图；图7是本发明的另一具体实施例；图8是本发明多个实施例示意框图；图9是本发明带共模电感的一个实施例；图10是本发明应用于多路输出的一个具体实施例；图11是本发明应用于多路输出的另一具体实施例；图12是本发明所示实施例的一种控制策略；图13是本发明所示实施例的另一种控制策略。
具体实施例方式本发明旨在提出一种低成本、高性能的隔离型多路恒流输出谐振变流器(也可称 为电源)，特别适合驱动多串LED负载，在不增加额外器件的基础上，实现相互之间的电流 均衡，并实现无变压器的电气隔离，使得变流器以克服现有技术的缺陷。以下结合附图对本发明做详细的描述。通过对本发明具体实施例的描述，可以更 加易于理解本发明的特征和细节。为实现电源小型化，高频化工作是提高其功率密度的一个重要方法，在高频工作 下为维持较高的变换效率，软开关变流器拓扑尤其是谐振型变流器拓扑有独特的优势。以图3所示一个传统的半桥型串联谐振DC/DC变流器为例，其原边拓扑(包含多 个开关，也可称为原边变换器或者原边拓扑结构)是半桥，副边是全桥整流，原副边采用变 压器隔离，实现一个直流输出，其输入简化为一直流(可以是图1或者图2所示PFC的直流 输出)。本领域技术人员知道，其原边也可以是全桥结构；副边整流也可以是倍压结构或者 全波结构。图4是其输出电压增益曲线(输出电压增益与频率的关系)。图5所示为本发明的一个具体实施例的具体演化过程，用于说明本发明基于传统 的串联谐振变流器拓扑如何利用其谐振电容实现隔离以及实现2路电流均衡输出。基于本领域的常识，由于串联谐振电路中，谐振电感Lr可以是外部的独立电感， 也可以是变压器的漏感或者两者的结合，因此变压器的漏感可以被充分利用，变压器可以简单等效为理想变压器(仅有电压变比的作用)。在输出电压不大于输入电压的情况下(变 压器匝比η > 1)，基于图4所示串联谐振电路输出电压增益曲线，增加开关频率，可以降低 其增益，变压器的电压变比可以通过开关频率的调节来实现，这样，在不考虑电气隔离的情 况下，电路可等效为图5(B)所示电路。在此基础上，通过将谐振电容Cr拆分为2个(Crl以 及Cr2，电容量是原先Cr的2倍)，同时，将谐振电感Lr拆分为2个相等的谐振电感Lrl与 Lr2(其电感量为Lr的一半)，实现阻抗的匹配，如图5中(C)所示。在Crl与Cr2串联后 的容值与原先的Cr 一致，Lrl与Lr2串联后的电感量与原先Lr 一致，因此电路的工作安全 一致。由于电容自身具有直流隔离作用，为实现满足安规要求(电网输入到输出的隔离)， 通过谐振电容Crl以及Cr2容量的选择，可以满足安规的电网频率下的漏电流要求，因此， 图5中(C)所示无变压器的串联谐振电路具备了直流隔离以及输入电网侧与输出隔离的功 能，Crl与Cr2不但具有谐振电容原先的功能，同时也具备输入输出侧安规隔离的功能。图 5(C)中虚线所示为电路的隔离点，就是以谐振电容为隔离分界线，虚线左边相当于原边侧 (输入侧)，右边相当于副边侧(输出侧)。在后续说明书中，均同理，不再重复叙述。最后，通过将输出侧的全桥整流器Drl以及Dr2的连接点断开，形成2个输出，同 时将输出电容Co拆分为Col以及Co2分别用于2个输出的滤波，如图5(D)中所示(电路 100)，这就是本发明的一个具体实施例，实现无变压器隔离以及2路电流均衡输出。电路100原边为半桥结构，副边整流器也是一种全桥结构。
具体实施方式
如下电 路100的第一谐振电感Lrl的第一端直接耦接至原边拓扑的输出端，即第一晶体管Ql和第 二晶体管Q2的串联耦接点，其第二端耦接至第一谐振电容Crl的第一端。第一谐振电容Crl 的第二端耦接至全桥结构的第一二极管Drl阳极和第四二极管Dr4阴极的耦接点，第一二 极管Drl的阴极作为一路输出端。第二谐振电感Lr2的第一端接至电源输入的负极与下管 Q2的S极的耦接点，其第二端接至第二谐振电容Cr2的第一端。第二谐振电容Cr2的第二 端耦接至第二二极管Dr2阳极和第三二极管Dr3阴极的耦接点，第二二极管Dr2的阴极作 为另一路输出端。概括而言讲，图5D所示副边整流器(或者输出整流器)，为一双输出全桥整流结构 (以下也简称全桥结构或双输出全桥结构)，包括第一二极管、第二二极管、第三二极管、第 四二极管、第一输出电容和第二输出电容；其中所述第一二极管的阴极和所述第四二极管 的阳极耦接在一起，作为所述副边整流器的第一输入端；所述第二二极管的阴极和所述第 三二极管的阳极耦接在一起，作为所述副边整流器的第二输入端；所述第一二极管的阴极 作为所述副边整流器的第一输出端；所述第二二极管的阴极作为所述副边整流器的第二输 出端；所述第一输出电容耦接在所述副边整流器的第一输出端和副边参考地之间；所述第 二输出电容耦接在所述副边整流器的第二输出端和副边参考地之间。电路100在原边开关管Ql开通的半周期，电流经由谐振网络的第一谐振电感Lrl 和第一谐振电容Crl，第一二极管Drl、第二输出电容Co2、第二 LED串LED2、第三二极管 Dr3、第二谐振电容Cr2和第二谐振电感Lr2形成电流回路；在原边开关管Q2开通的半周 期，电流经由谐振网络的第二谐振电感Lr2、第二谐振电容Cr2、第二二极管Dr2、第一输出 电容Co 1、第一 LED串LED 1、第四二极管Dr4、第一谐振电容Cr 1和第一谐振电感Lr 1形成电 流回路。在上述两个过程中，流过谐振电容Crl、Cr2的电流方向相反。因此，可以将谐振电 容CRl和Cr2作为实现电流均衡的平衡电容。根据电荷平衡规律，在上述两开始时刻和结束时刻，谐振电容Crl和Cr2上电荷变化量为零。因此，若原边开关管Ql和Q2的导通时间 设置为相匹配，则电路100可以实现第一 LED串LEDl和第二 LED串LED2的电流均衡。谐 振电容Crl和Cr2串联在谐振网络中，如图5 (D)所示，同时能够起到输入输出之间的隔离 作用。为满足安规隔离的耐压及绝缘间距的要求，谐振电容Crl和Cr2应选择安规电容，在 特殊绝缘与耐压的要求下，谐振电容Crl和Cr2可采用安规电容，如Yl电容或者Y2电容。电路100的工作波形如图6所示，图6㈧显示在两路输出电压均等情况下的波 形，图6 (B)显示两路输出电压不相等的情况下的波形。基于电容电荷平衡的原理，不管2路 输出电压是否相等，电路均能够保证两路输出电流均衡，差别在于当两路输出电压相等时， 谐振电容Crl和Cr2上的直流电压分量之和是输入电压的一半，而当两路输出电压不相等 时，谐振电容Crl和Cr2上的直流电压分量之和是输入电压与两路输出电压差值之和的一 半。在图5D所示的实施例中，其谐振电感Lr可以在谐振电容的左边(原边侧)，也可 以将谐振电感在谐振电容的右边(副边侧)。这不影响电路的工作和本发明的实质。图7所示电路200是本发明的第二个实施例，其原边仍采用半桥拓扑，其副边整流 器(输出整流器)为一双输出倍压整流结构(以下也简称倍压结构或双输出倍压结构)，包 括第一二极管、第二二极管、第一输出电容和第二输出电容，其中所述第一输出电容和所述 第二输出电容串联耦接在一起，其串联耦接点作为所述副边整流器的第一输入端；所述第 一二极管的阳极和所述第二二极管的阴极耦接在一起，其共同耦接点作为所述副边整流器 的第二输入端；所述第一输出电容的另一端和所述第一二极管的阴极耦接在一起，其共同 耦接点作为所述副边整流器的第一输出端；所述第二输出电容的另一端和所述第二二极管 的阳极耦接在一起，其共同耦接点作为所述副边整流器的第二输出端。图7中，两个二极管 Drl以及Dr2串联的中点以及两个输出电容(Col以及Co2)相串联的中点构成副边整流器 (输出整流器)的两个输入端。两个串联的谐振电容CRl，Cr2仍然具有均流以及输入输出 侧隔离的作用。同样，其谐振电感Lr可以在谐振电容的左边(原边侧)，也可以将谐振电感 在谐振电容的右边(副边侧)。这不影响电路的工作和本发明的实质。具体实施过程与电 路100类似，不再赘述。图5 (D)以及图7所示实施例中，原边拓扑均以半桥为例，本领域技术人员知道，其 原边拓扑可以是全桥、对称半桥或者非对称半桥拓扑，副边整流器可以是双输出全桥结构 (或者称为桥式结构)或者双输出倍压结构，如图8所示，是本发明实施例的一个概括示意 图，包括3个部分，原边拓扑(包含多个开关，也可称为原边拓扑结构)，具有2个输出端A 和B，2个输入端口 al和bl接受输入直流信号，通过开关动作，将输入的直流信号在输出端 口 A和B上转变为一交流信号，其输出的高频交流信号输入到谐振网络，谐振网络的2个输 出端连接到副边整流器的2个输入端(a2以及b2)，形成2路电流均衡输出，驱动2路负载。 谐振网络是个4端口网络，包括2个谐振电感以及2个谐振电容，分别串联后形成2条谐振 支路(LC谐振支路)，分别连接在一个原边拓扑的输出端与一个副边整流器的输入端之间， 即图中的A与a2、B与b2之间，用于隔离、电流均衡以及能量传送。可以对图8所示的不同 的原边拓扑、副边整流器进行不同组合，产生不同的实施例，此处不再穷举。在图4、图7以及图8所示的副边整流结构中整流开关用二极管表示。但本领域 技术人员可以知道，为提高效率，二极管整流器可以被同步整流器(MOSFET)取代，同步整
8流MOSFET的漏极与源极分别连接于相应的整流二极管的阴极与阳极。关于同步整流管的 驱动，相关内容超过本发明所针对的主题。为叙述简明，有关同步整流的控制及其驱动不再 详述，均以二极管整流为例进行叙述。当LED驱动器应用于输入接地或者输出接地场合，或者输入输出侧隔离的漏电流 要求特别严格的情况下，可以在图8所示的谐振网络中串入共模电感，如图9所示。共模电 感CM的存在，使得对地共模阻抗很大，对传递能量的差模电流阻抗很小，从而有效抑制对 地共模电流或者漏电流，但对正常电路工作没有影响。在上述实施例中，作为示意，谐振电感或者共模电感均在原边侧(输入侧)，本领 域技术人员应该知道，这些元件与谐振电容属于串联关系，其与谐振电容的相对位置的变 化(无论在原边侧或者副边侧)不影响其工作及本发明实质。图5D、图7以及图8所示实施例可以方便地拓展到多路输出的场合。如图10所 示，副边整流器仍然以双输出全桥结构为例。利用谐振电感之间的相互耦合，实现多个输出 之间的电流均衡。对m(m为自然数)多个输出模块，可以实现2m个输出。每个输出模块， 包括一个谐振网络以及一个副边整流器(输出整流器)，两者串联藕接，如图10所示，随后 形成2个输出，驱动2路负载。每个输出模块并联于原边拓扑的2个输出端。各个模块之 间，通过谐振电感的耦合实现均流，如第一个模块的Lr2与第2个模块的一个谐振电感Lr3 耦合，即Lr(2i)与Lr(2i+1)相互耦合，实现各个输出模块之间的电流均衡。每个模块内的 均衡均通过2个串联的谐振均衡电容实现，其实质与图7所示实施例完全一致。多个模块 之间的均衡则通过谐振电感的耦合实现，这样耦合电感也同时实现了功能的复用，即是串 联谐振电路的谐振电感，同时也是多个输出模块之间的均衡电感。图11所示是本发明在多路输出的另一具体实施例，包含多个输出模块，利用电容 实现隔离，利用耦合电感实现输出模块间的隔离。相对图10所示的实施例，其可以大大减 少隔离电容的数量，有助于降低漏电流，更好地满足安规要求。在此实施例中，副边整流器 仍然以双输出全桥结构为例。将谐振电感可以在谐振电容的右侧(如图11)，也可以在其 左侧，可以是1个，也可以是2个分部在上下两条支路中，如图8中所示。每个副边整流器 (输出整流器)的2个输入端，与一个平衡电容Cbi (i指代第i个模块)、至少一个共模电 感绕组相串联后，形成新的2个输入端，并联于谐振网络的2个输出端口。副边整流器(输 出整流器)、平衡电容Cb以及所串联的共模电感绕组，组成一个输出模块。以图11中输出 模块1为例，原先副边整流器(输出整流器)的2个输入端a2和b2，经过平衡电容Cbl以 及共模电感CMl形成2个新的输入端a2’以及b2’。并联在谐振网络的2个输出端口。谐 振网络的2个输入端口与以前的实施例一致，连接在原边拓扑的输出端口 A、B上。每个输 出模块与相邻的输出模块通过共模电感相互耦合，如输出模块1与输出模块2耦合；输出模 块2需要与输出模块1以及模块3耦合。可以实现多个输出模块之间的电流均衡。每个输 出模块中串入一个平衡电容Cbi (i为自然数)，由于容值较大，与谐振电容串联，不影响电 路的谐振，可用于均衡每个输出模块中的2个输出电流。这样就实现了所有输出之间的电 流均衡。当输出电压与输入电压相差较大时，由于没有变压器的变比作用，需要将频率提 高到电路谐振频率的好几倍才能满足输出电压的要求。过高的频率会造成严重的开关损耗 和EMI问题，为进一步提高其效率、限制开关频率过高，如图8所示的实施例中，可以采用图
912所示的控制方法。即在频率达到上限以前，通过调节开关频率(调频工作)来调节输出； 达到上限后，通过间歇工作模式调节输出，此时开关频率相对固定在频率上限。图12中所示反馈信号可以是基于系统要求的任何需要控制的电信号，如输出电 流、输出电压等。通过反馈信号与基准信号比较及反馈补偿环节(如PI或者PID等)产生 一个控制信号。基于控制信号来控制原边拓扑中的各开关，使得反馈信号与基准保持一致。 在图12所示实施例中，控制信号越小，开关频率越高，原边拓扑的多个开关呈现50%的互 补开关，在原边拓扑的输出端AB上产生一个占空比约为50%左右的方波(实际电路中，由 于开关非理想，需要死区时间等，可略有偏差，但对本领域技术人员而言，这是公知常识)。 当达到下限BSTl式，频率达到上限，电路进入间隙工作模式(BURST工作模式)。如控制信 号继续降低到下限BST2时，BURST控制信号输出低，开关的驱动被关闭，输入不再向输出传 送能量。随着输入能量的降低，控制信号继续升高，当其碰到上限BSTl时，BURST控制信号 为高，开关再次工作，输入向输出传送能量，在AB上间歇输出占空比50%左右的方波，此时 开关频率被限定在Flimit附近。应当指出，图12所示实施例仅为说明控制的思想，并不是唯一或者穷举。本领域 技术人员应该清楚，可以有其他的不同的实施方式达到同样的效果，如改变控制电压的极 性等(控制信号越高开关频率越高)，但这些均不违背本发明的实质内容。图13所示为本发明为解决输入输出电压差别较大情况下的另一实施例及其控制 方法。与图8相比，增加了一个输入的前级DC/DC变流器300。基于反馈，通过前级变流器 的输出电压(即调节原边拓扑的输入电压)，原边拓扑中各开关工作在50 %占空比，频率可 以在一个较优化的范围内变换或者固定一个确定值。前级变流器300 —般是非隔离的DC/ DC变流器，如BUCK、BOOST、BUCK-BOOST、SEPIC或者ZETA等本领域熟知的非隔离型电路，这 里不再详细描述。图12的实施例中，输出电压可以小于、也可以大于输入电压，取决于DC/ DC变流器300的输出电压。需要注意的是，前级DC/DC变流器300的输入电压可以具有较 大的文博，如正弦半波信号。总而言之，无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所 述的只是本发明的具体实施例。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖 在本发明的保护范围之内。本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确 的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员 将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统 中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施 例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方 式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变 化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不 应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征 或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实 际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等 效方案。 在下面以某些特定权利要求的形式描述本发明的某些方案的同时，发明人仔细考 虑了本发明各种方案的许多权利要求形式。因此，发明人保留在提交申请后增加附加权利 要求的权利，从而以这些附加权利要求的形式追述本发明的其它方案。
权利要求
电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器，包括直流输入；原边拓扑，包含多个开关，与所述直流输入耦合，具有2个输出端，将所述直流输入在输出端口转换成一交流信号；谐振网络，接收所述交流信号，并将之输出到副边整流器；副边整流器，具有2个输入端，与所述谐振网络相耦合；并具有2个输出端，以驱动2路负载；所述谐振网络包括2个谐振支路，每个谐振支路均由1个谐振电容和1个谐振电感串联而成，每个谐振支路连接于所述原边拓扑的一个输出端以及副边整流器的一个输入端之间。
2.如权利要求1所示的变流器，其特征在于，所述谐振网络中还包括1个共模电感。
3.电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器，包括 直流输入；原边拓扑，包含多个开关，与所述直流输入耦合，具有2个输出端，将所述直流输入在 输出端口转换成一交流信号；η个相互并联的谐振网络，接收所述交流信号，并将之输出到各自对应的输出模块； η个输出模块，各自包括一个副边整流器；所述副边整流器具有2个输入端，与所述η 个谐振网络分别相耦合，并具有2个输出端以驱动2路负载；每个谐振网络均包括2个谐振支路，每个谐振支路均由1个谐振电容和1个谐振电感 串联而成，每个谐振支路连接于所述原边拓扑的一个输出端以及副边整流器的一个输入端 之间。
4.如权利要求3所示的变流器，其特征在于，所述η个输出模块中，相邻的两组输出模 块的相邻谐振电感之间两两耦合，实现多个输出之间的电流均衡。
5.电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器，包括一个原边拓扑，包含多个开关，与一直流输入耦合，具有2个输出端，将所述直流输入 在输出端口转换成一交流信号；至少2个输出模块，每个输出模块各自包括一个平衡电容、一个副边整流器以及至少 一个共模电感的绕组；所述副边整流器具有2个输入端，与所述平衡电容及所述共模绕组 串联后，连接到一谐振网络；副边整流器还具有2个输出端以驱动2路负载；一个谐振网络，包括2个谐振电容以及至少1个谐振电感，接收所述交流信号，并将之 输出到各个输出模块；相邻的两组输出模块中，所述共模电感的绕组相互耦合，实现多个输出之间的电流均
6.如权利要求1至5各项中任意一种变流器，其特征在于，所述原边拓扑为对称半桥拓 扑、全桥拓扑或者非对称半桥拓扑。
7.如权利要求1至5各项中任意一种变流器，其特征在于，所述谐振电容为安规电容， 实现输入输出隔离。
8.如权利要求1至5各项中任意一种变流器，其特征在于，所述副边整流器为双输出全 桥结构或双输出倍压结构。
9.如权利要求1至5各项中任意一种变流器，其特征在于，所述原边拓扑输出为一占空 比50%的交流信号；原边拓扑结构中多个开关在开关频率小于一设定值时，开关的占空比 为50% ；在开关频率高于一设定值时，工作于间歇工作模式。
10.如权利要求1至5各项中任意一种变流器，其特征在于，所述直流输入电压基于反 馈信号调节。
全文摘要
本发明涉及一种多路输出之间实现电流均衡输出变流器，旨在提供一种电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器。该变流器包括直流输入；包含多个开关的原边拓扑；副边整流器；包括2个谐振支路的谐振网络，每个谐振支路均由1个谐振电容和1个谐振电感串联而成，每个谐振支路连接于所述原边拓扑的一个输出端以及副边整流器的一个输入端之间。本发明省去了传统的隔离变压器，简化了电路结构，降低成本，实现简单而高效的多路恒流源输出，特别适合用于多串LED的驱动。
文档编号H02M3/338GK101951159SQ20101028792
公开日2011年1月19日 申请日期2010年9月20日 优先权日2010年9月20日
发明者张军明, 汪剑峰, 钱照明 申请人:浙江大学