专利名称：功率因数变换器和方法
技术领域：
本发明主要涉及电源，并且更具体地是涉及电源中的反馈。
背景技术：
功率变换器用在各种便携式电子设备中，其包括笔记本电脑、蜂窝电话、个人数字 助理、视频游戏、视频摄像机，等等。此外，其也被使用在非便携式应用中，例如发光二极管 (LED)驱动变换器。功率变换器可将在一个电压电平处的dc信号变换成在不同电压电平处 的dc信号(这是dc-dc变换器)，将交流(ac)信号变换成dc信号(这是ac-dc变换器)，将 dc信号变换成ac信号(这是dc-ac变换器)，或者将ac信号变换成ac信号(这是ac-ac 变换器)。典型地，这些类型的变换器包括二极管桥式整流级和大容量存储电容器，其从ac 线路提供的ac信号产生dc电压。该dc电压还被变换器处理，这产生横跨负载所施加的输 出信号。在这种配置中，当瞬时ac电压大于横跨大容量存储电容器两端的电压时，整流电 路仅从ac线路提取电力，这导致具有高谐振频率的非正弦电流信号。该配置的缺点在于有 功功率与视在功率的比例或功率因数通常非常低。因此，变换器提取过量的电流但未能使 用该过量的电流来执行或完成任何电路功能。为了解决功率因数的问题，集成电路制造商将功率因数校正(PFC)级耦合到二极 管桥式整流器，这通过使电流的形状更接近正弦波来改进从主ac线路中提取的电流的使 用。一般来说，包括PFC级的功率变换器是两级功率变换器，即两级PFC结构，或者单级功 率变换器，即单级PFC结构。具有两级PFC结构的变换器允许优化每个个别的功率级。然 而，这种类型的结构使用大量的组件，并处理两倍的功率。具有单级PFC结构的变换器使用 较少组件，处理较小倍数的功率，这能够改进效率，并且能够比两级结构更加可靠。单级结 构的缺点在于具有大输出波动，其至少是ac线路频率的两倍。该波动的幅度能够过度驱动 (overdrive)常规的反馈网络，强迫这些反馈网络处于线性响应区域之外，或者降低它们维 持高功率因数的能力。一种用于平滑或减少波动的技术是将具有大电容值的滤波电容器耦 合到输出滤波器网络。虽然大电容使得被送达负载的电流中的波动平滑而不干扰控制回 路，但其使用的电解电容器体积大、昂贵，并且降低了电路的可靠性。此外，大电容减慢了控 制回路的响应时间，从而产生出过量的电流，其能够过度驱动并且有可能损坏LED负载。当 变换器被第一次通电时或者如果输入电压快速变化，过量的电流典型地出现。缓和高输出波动的另一种途径涉及减慢LED电流反馈信号的响应时间。较慢的相 应会在反馈信号中引入延迟，使反馈信号不再表示在给定瞬间的真实电流。慢控制回路被 用来最小化LED电流反馈信号中相位延迟效应，并维持稳定的工作状态。这种慢响应限制 了电路对改变电力线路状态的响应，有可能产生出过量LED电流。由于能够损伤LED的过 冲，最初的加电也会产生过量的电流。有慢反馈响应的系统也易于发生在光源中不希望出 现的闪变(flicker)。因此，将会有利的是，具有为开关功率控制器提供反馈信号的方法和电路，其代表 没有波动或时间延迟的平均负载电流，由此允许快速响应工作状态的改变。对所述功率变换器和方法而言将更加有利的是其被有成本效益地实现。附图简述采用结合附图的方式阅读以下详细描述，从中将更好地理解本发明，在附图中相 同的参考符号指示相同的元件，并且其中
图1是根据本发明实施方式用于控制反馈的变换器和电路的电路原理图；图2是适合以图1中的变换器使用的、用于控制反馈的电路的一部分的电路原理 图；以及图3是可与图1和2电路相关的时序图。详细描述一般来说，本发明提供的方法和电路用于改进或增加功率因数。根据实施方式，所 述方法是反馈方法，其包括将电压信号与参考信号相比较以产生比较信号，这里电压信号 代表了电流信号。比较信号被箝位(clamped)或限幅(clipped)以形成被限幅信号，其被 用来在节点上产生求和信号。控制信号从求和信号产生，这里控制信号与固定的斜坡信号 比较，并且在功率变换器的输入处提供高功率因数特性。根据另一个实施方式，提供了一种用于改变功率因数的方法，其包括使用反馈和 单级功率因数调制电路。产生比较信号，并且将该比较信号的一部分传输至节点。功率因 数调制控制信号从该比较信号的所述部分产生。根据另一个实施方式，反馈电路包括耦合到变换器的电流感测电路。比较器电路 具有连接到电流感测电路的输入端子，和连接到变换器的输入端子。定标电路具有连接到 比较器输出端子的输入端子，以及连接到变换器输入端子的输出端子。补偿级连接到定标 电路的输入端子。图1是根据本发明实施方式的电源10的框图。电源10包括通过单级功率因数校 正(PFC)变换器电路14耦合到负载16的输入级12。举例来说，输入级12是整流器和滤波 器电路，其被耦合，用于接收交流(AC)输入信号。单级PFC变换器电路14包括耦合到数字 反馈电路20的变换器18。根据本发明实施方式，变换器18是开关功率变换器，其具有各 自连接到输入级12的输出22和M的输入沈和28，以及连接到负载16的端子32的输出 30。举例来说，负载16是平行连接的发光二极管(LED)IeiUe2,…、1 的阵列，这里η为 整数。可供选择地，负载16可包括按串联-并联配置、串联配置、串联交叉连接配置、或者 类似配置来布置的多个LED。当负载16包括一个或多个LED时，其可被称为LED负载。因 此，负载16可包括一个或多个LED。数字反馈电路20包括电流感测电路36，其与负载16 串联连接并且连接到比较电路38。因此，输出30耦合到比较电路38的输入。比较电路38 也被称为设定点的比较电路或比较器。数字反馈电路20还包括反馈定标级40，其耦合在比较器38与开关功率变换器18 之间。输入级12通过补偿电路42耦合到反馈定标级40。开关功率变换器18、电流感测电 路36、设定点比较器38、反馈定标级40和补偿电路42形成控制回路44。开关功率变换器 18包括通过电感器耦合到输出级的控制级。可供选择地，开关功率变换器18可包括通过变 压器级耦合到输出级的控制级，变压器级具有主级线圈和次级线圈，其提供了电气绝缘。典 型地，具有主级侧和次级侧的主变压器级被配置为单级变换器。用于开关功率变换器18的 电路结构对本领域中的技术人员是已知的。例如，开关功率变换器18能够是使用固定的接通时间控制的反激变换器，比如可按零件序号NCL30000找到并由ON Semiconductor, LLC 出售的反激变压器。图2是根据本发明实施方式的数字反馈电路20的原理图。图2中所示为比较器 60，其具有反相输入端子、非反相输入端子、和输出端子61。反相输入端子被耦合用于接 收参考电压或信号Vset，并且非反相输入端子耦合到电流感测电阻器62的端子。参考电压 Vset也被称为设定点电压VSET。电流感测电阻器62的另一端子被耦合用于接收工作电势的 源，例如Vss。举例来说，工作电势Vss的源为接地。此外，非反相输入端子连接到负载16的 端子34(图1中所示)。比较器60的输出端子61被耦合，用于接收通过电阻器64的偏压 Vbias,并且通过电阻器68连接到节点66。参考电压Vkef通过一对二极管70和72耦合到节 点66，所述二极管以反平行的配置耦合，即，二极管70的阴极与二极管72的阳极连接到一 起且连接到节点66，并且二极管70的阳极和二极管72的阴极连接到一起且用于接收参考
Jlk. Vggp ο数字反馈电路20还包括运算放大器74，其具有反相输入端子、非反相输入端子、 和输出端子。运算放大器74也被称为误差放大器。误差放大器74与电容器76和电阻器 78组合形成积分器75，这里电容器76耦合在误差放大器74的输出端子与反相输入端子之 间，并且误差放大器74的非反相输入端子被耦合用于接收参考电压VKEF。电阻器78的端子 连接到误差放大器74的反相输入端子，并且电阻器78的其他端子连接到电阻器80和82的 端子以形成节点84。此外，电阻器80和82各自具有连接到节点66和被耦合以用于接收参 考电压Vkef的端子。虽然补偿电路42和误差放大器74的非反相输入端子被耦合以用于接 收参考电压Vkef，但应当注意的是，其可被耦合以用于接收具有不同电压值的参考电压。根 据一个例子，电阻器80的电阻值为大约47，000欧姆，并且电流I8tl为大约10微安。根据该 示例性实施方式，设定点比较电路38包括比较器60以及电阻器64和68，电流感测电路36 包括电阻器62，补偿电路42包括二极管70和72，以及反馈定标级40包括误差放大器74、 电容器76、和电阻器78、80、和82。设定点比较电路38、电流感测电路36、补偿电路42、和 反馈定标级40显示在图1中。在工作时，输入线路电压被应用到输入级12的ac输入，这导致电流L从输出端 子30流入负载的端子32。举例来说，电流Il是通过二极管阵列16ρ162、…、1 的电流。 当负载电流l·流过LED负载时，其可被称为LED负载电流Ip电流I厂流过电流感测电阻器 62，产生电流感测信号Visense，其代表通过负载16的电流，并且其包括具有两倍于ac线路频 率的频率的波动分量和平均分量。比较器60比较电流感测信号Visense和设定点电压Vset， 并且在输出端子61生成比较信号VOTP。如果电流感测信号Vis■大于设定点电压Vset，则比 较信号Votp是逻辑高电压，并且如果电流感测信号Visense小于设定点电压Vset，则比较信号 Votp是逻辑低电压。因此，基于瞬时LED电流IL在所需平均电流以上或以下，在比较器60 的输出端子上生成电压状态的数字表示。应当注意的是，设定点电压Vset是参考信号，其被 定标至所需的平均LED电流水平。在节点66上，电路42箝位或限幅数字比较信号VOTP，以形成被限幅或受控制的幅 度信号VaiP。出现在节点66上的被限幅信号Vaip具有的值是实质上在参考电压Vkef以上 一个二极管压降，或者实质上在参考电压Vkef以下一个二极管压降。因此，被限幅信号Vaip 具有在参考电压Vkef以上或以下受控制的对称水平，其与LED电流L相对于所需平均LED电流的瞬时状态相关。应当注意的是，用于二极管70和72的二极管类型不是本发明的限 制。二极管70和72能够为PN 二极管、肖特基二极管、齐纳二极管、被连接作为二极管的晶 体管，等等。可供选择地，由电阻器80引入的校正信号能够使用电流源实现。图3是LED电流信号II、出现在节点61上的电压VOTP、以及出现在节点84上的电 压Vsra的时序图。更加具体地，图3示出包括平均分量90和波动分量92的负载电流I。根 据LED电流信号Iy比较器电压Vtomp是周期性信号，其具有从电压电平Vh到电压电平\的 幅度范围。此外，图3示出电压Vsum，其在参考电压Vkef周围振荡。负载电流Il流过负载16，通过端子34(图1和2中所示)，并通过电阻器62 (图 2中所示)，由此产生横跨电阻器62两端的电流感测电压VISENSE。负载电流L流动通过电 阻器62可被称为将电流注入电阻器62。电压Vum出现在端子34上，这里电压Vum是电压 Visense和工作电势Vss之和。正如本领域中的技术人员所知，当工作电势Vss是接地电势时， 电压Vum等于电压VISENSE。应当注意的是，电压Vum是大于或小于设定点电压Vset的。当开 关功率变换器18将所需能量送达负载16时，以相当于两倍的ac线路频率，负载电流^位 于设定点电压Vset以上或以下使得平均电流产生等于设定点电压Vset的电压比较器 60在端子61上产生比较电压νωΜΡ。补偿电路42使用比较电压Votp以在节点66上产生信 号Vcup。在这种状态下，电压Veup不影响在节点84上的电压。因此，节点84上的平均电压 实质上等于耦合到电阻器82的电压VKEF。基于出现在误差放大器74的非反相输入端子上 的参考电压Vkef与出现在其反相输入端子上的电压之间的差，误差放大器74产生误差或校 正信号Vro,因为，在节点84上的平均电压实质上等于耦合到电阻器82的电压Vkef，则出 现在运算放大器74反相和非反相的输入端子上的电压实质上相等。运算放大器74积分在 节点84上的电压，由此在其输出端子上产生校正或控制信号νωκκ，用于调节开关功率变换 器18，使得其将所需能量送达负载16，例如，LED阵列IB1Ue2,…、16n。在电压Vaip会影响运算放大器74反相输入端子上的电压的状态中，出现在节点 84上的电压包括电压Vkef和对称信号Vaip的组合，所述电压Vkef耦合到电阻器82，所述对 称信号Vaip在节点66上通过比较器60和二极管70和72产生，同时受电阻器80修正。出 现在节点84上的电压被称为求和信号。在这种情况下，电阻器80与节点66上的电压的组 合产生小的受控制电流I8tl，其具有通过限幅二极管70和72确立的幅度。电流能够受电阻 器80的值控制，并且依赖于流过负载16的瞬时电流是否相应地在设定点平均电流以上或 以下，而将电流添加到节点84或者从其减去电流。电流I8tl实质上等于横跨二极管70和 72两端的电压除以电阻器80的电阻值。因此，在节点66上的被限幅信号Vaip反映出瞬时 负载电流込的状态，并且将会大于或小于参考电压Vkef的值。因为被限幅信号Vaip反映出 瞬时负载电流l·的状态，则被添加即注入节点84或者从其减去的电流是响应了比较信号 Vcompo电流I8tl跟随负载16中的波动，其具有两倍于输入频率的频率。因此，电流I8tl通 过电阻器80传输，并且产生修正了在误差放大器74反相输入端子上的信号的电流感测信 号，这导致积分器75积分求和信号以产生输出信号V。·，其充当了用于开关功率变换器18 的线性控制信号。应当注意的是，电流I8tl可被称为校正电流。电阻器80将受控信号添加 到节点84或从其减去，所述受控信号被积分器75积分以提供校正信号V。·。如果平均负 载电流l·在所需设定点以下时，则节点66将更长久地位于低状态，确立了节点84上的较低电压，其增加校正信号V。·，导致由开关功率变换器18送达的能量的数量增加。如果平 均负载电流l·大于所需设定点，则节点66将更长久地位于高状态，确立了节点84上的高 电压，其减少校正信号V。·，导致由开关功率变换器18送达的能量的数量减少。应当注意的是，来自电阻器80的信号独立于在真实LED电流込与设定点电流之 间的差的幅度。这与校正信号与误差幅度成比例的常规反馈方法形成对比。根据本发明的 实施方式的优势在于限制了校正信号，这预防了在存在着高波动或误差含量的常规反馈系 统工作中会出现的过度驱动状态。被选择的积分器75的时间常数要足够慢，使得误差放大器74不瞬时地响应被注 入电流I8tl，而是在经过若干周期后做出小的校正以调节状态的改变。通过这种方法，控制 回路维持高输入功率因数而不改变在线路频率的周期上的占空比。当平均LED电流在所需 水平处时，瞬时功率将位于平均设定点以上和以下相等的时间量。对称的电流信号I8tl处于 高状态和低状态中相等的时间量。积分器75产生零平均状态，其在误差放大器74的输出 端子上维持固定的电压，并由此维持在开关变换器中的恒定脉宽。通过负载16的电流込保 持在设定点水平处，并因此输入功率因数将为高。如果负载电流L落于所需平均设定点以下时，则被提供给积分器75的电压降稍 稍变低。作为响应，误差放大器74升高其输出信号，这导致开关变换器增加被送达负载16 的电流。如果负载电流L上升到平均设定点以上，且由此使电流I8tl上升到平均设定点以 上时，误差放大器74减少其输出电压，这导致功率开关变换器18减少被送达负载16的电 流。因此，在误差放大器74输出上的信号改变被送达负载16的电流，并维持在设定点上的 稳定。当做出充分调节并且平均LED电流达到设定点水平时，比较器信号Votp消耗在逻 辑高水平上的时间量实质上等于其消耗在逻辑低水平上的时间量，并且积分器75达到平 衡，以信号通知变换器18维持其现有设定。因为比较器信号Votp表示负载电流Iy并且其 具有实质上为零的延迟，控制回路44迅速地响应负载电流L中的改变。应当注意的是，校 正电流I8tl的幅度独立于负载电流l·与设定点水平的偏差。根据本发明的实施方式，因为受 控制的幅度校正独立于误差信号幅度，避免了过度驱动反馈回路和过度校正负载电流込。 根据本发明，实施方式的响应时间受积分器75的时间常数控制。虽然此处公开了具体的实施方式，但不意味着将本发明限制在被公开的实施方式 中。本领域中的技术人员将会认识到，能够做出修改和变化而不偏离本发明的精神。这意 味着本发明涵盖落于所附权利要求的范围内的所有的这类修改和变化。
权利要求
1.一种用于产生反馈信号的方法，包括比较电流感测信号(Visense)和第一参考信号(Vset)以产生比较信号(Votp)； 响应于具有第一值的所述比较信号，将第一电流注入第一节点(84)； 响应于具有第二值的所述比较信号，从所述第一节点(84)减去第二电流；以及 在所述第一节点(84)上积分电信号以在第二节点上产生所述反馈信号。
2.如权利要求1所述的方法，其中将所述第一电流注入所述第一节点(84)包括当所述电流感测信号(Visense)大于所述 第一参考信号(Vset)时将所述第一电流注入所述第一节点(84)；以及比较所述电流感测信号(Visense)与所述第一参考信号(Vset)包括将电流注入电阻器 (62)以产生所述电流感测信号(Visense),其中被注入所述电阻器(6 的所述电流是流过发 光二极管的电流。
3.如权利要求1所述的方法，其中从所述第一节点(84)减去所述第二电流包括当所述 电流感测信号(Visense)小于所述第一参考信号(Vset)时从所述第一节点(84)减去所述第二 电流，并且其中比较所述电流感测信号(Visense)和所述第一参考信号(Vset)包括将第三电流 注入电阻器以产生所述电流感测信号(Visense)。
4.如权利要求1所述的方法，其中所述负载包括发光二极管阵列，并且其中按照从包 括了串联并联配置、串联配置、和串联交叉连接配置的一组配置中选择出的配置来配置所 述发光二极管阵列。
5.一种用于使用单级功率因数调制电路产生校正信号的方法，包括 产生比较信号(Vcqmp)；使用所述比较信号(Votp)以进行将电流添加到第一节点(84)或者从所述第一节点 (84)减去电流这两者之一；以及在所述第一节点(84)上积分电信号以产生所述校正信号(VraJ。
6.如权利要求5所述的方法，其中产生所述比较信号(Vtomp)包括 比较第一电压信号(Visense)和第二电压信号(Vset)；以及使用发光二极管负载电流以产生所述第一电压(Visense)。
7.如权利要求5所述的方法，其中使用所述比较信号(Votp)以实现将电流添加到第一 节点(84)或者从所述第一节点(84)减去电流这两者之一包括响应于所述比较信号(Votp)处于第一状态中，将所述电流添加到所述第一节点(84)； 响应于所述比较信号(Votp)处于第二状态中，从所述第一节点(84)减去所述电流；并 且还包括使用负载电流产生电压信号，其中当所述电压信号大于参考信号时，所述比较信号 (Vcomp)处于所述第一状态中，并且当所述电压信号小于所述参考信号时，所述比较信号 (Vcomp)处于所述第二状态中。
8.一种反馈电路，包括变换器(18)，其具有反馈端子和输出端子；电流感测电路(36)，其具有第一端子和第二端子，所述第一端子耦合到所述变换器 (18)的输出端子；比较器电路(38)，其具有输入端子和输出端子，所述输入端子耦合到所述电流感测电路(36)的输出端子；定标电路(40)，其具有第一输入端子和第二输入端子以及输出端子，所述第一输入端 子耦合到所述比较器电路(38)的输出端子，并且所述输出端子耦合到所述变换器(18)的 反馈端子；以及补偿级(42)，其具有耦合到所述定标电路00)的第二输入端子的输出端子。
9.如权利要求8所述的反馈电路，其中所述电流感测电路(36)包括具有第一端子和第二端子的电阻器(62)； 所述定标电路GO)包括运算放大器(74)，其具有反相输入端子、非反相输入端子、和输出端子；以及 电容器(76)，其耦合在所述运算放大器(74)的反相输入端子和输出端子之间；并且其中所述补偿级0 包括第一二极管(70)，其具有阳极和阴极；以及第二二极管(72)，其具有阳极和阴极，所述第一二极管(70)的阳极耦合到所述第二二 极管(7 的阴极，并且所述第二二极管(7 的阳极耦合到所述第一二极管(70)的阳极。
10.如权利要求9所述的反馈电路，其中所述定标电路00)还包括第一电阻器(78)，其具有第一端子和第二端子，所述第一端子耦合到所述运算放大器 (74)的反相输入端子；第二电阻器(80)，其具有第一端子和第二端子，所述第一端子耦合到所述第一电阻器 (78)的第二端子；以及第三电阻器(82)，其具有第一端子和第二端子，所述第一端子耦合到所述第二电阻器 的第一端子。
全文摘要
一种用于控制在例如功率因数变换器电路中的反馈的方法和电路。电流感测信号与参考信号相比较以产生比较信号。被限幅信号从比较信号产生，这里信号是在对称地位于参考信号附近的两个水平之间转换的周期性波形。被限幅信号用于在积分器的输入上产生求和信号。积分器产生适用于例如功率因数变换器电路的反馈信号。
文档编号H02M1/42GK102104325SQ20101054747
公开日2011年6月22日 申请日期2010年11月17日 优先权日2009年12月16日
发明者J·R·杨 申请人:半导体元件工业有限责任公司