开关电源装置的制作方法

专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
该发明涉及实质上不存在不进行变压器的1次-2次间的能量传递的期间，并且在 1次侧驱动电路使用适用于大功率用途的半桥或全桥方式的开关电源装置中，提高从轻负 荷到重负荷的较宽的负荷变动范围中的控制性的技术。
背景技术：
以往，通常，作为大功率用途中的开关电源装置，周知的由例如半桥方式、全桥方 式的变换器(二 —夕)等。图1表示半桥方式的变换器。作为1次侧电力变换电路，成为如下结构即对输入 电源Vin，将由第1开关元件Q1、第1电容器Cl、以及第1 二极管Dl的并联电路构成的第1 开关电路Sl和由第2开关元件Q2、第2电容器C2、第2 二极管D2的并联电路构成的第2开 关电路S2组成的串联电路，与由高压侧电容器ClO以及低压侧电容器Cll构成的串联电路 相互并联而连接，并在第1开关电路Sl和第2开关电路S2的连接点，与高压侧电容器ClO 和低压侧电容器Cll的连接点之间，连接变压器T的第1 一次绕组(卷線)Npl的两端。另外，作为2次侧电力变换电路，在变压器(T)的第1 二次绕组Nsl的一端连接第 3 二极管D3的阳极，在第2 二次绕组Ns2的一端连接第4 二极管D4的阳极，在第3 二极管 D3的阴极和第4 二极管D4的阴极均被连接在第1电感(电感)Ll的一端，第1电感的另一 端连接在平滑电容器C8的一端以及负荷Ro的一端。另外，第1 二次绕组Nsl的另一端以 及第2 二次绕组Ns2的另一端均连接在平滑电容器C8的另一端以及负荷Ro的另一端。在这样的半桥方式的变换器中，第1开关元件Ql和第2开关元件Q2互补地(相 補的C )被驱动，输入电压、输出电压在额定(定格)状态中，以第1开关元件Ql以及第2 开关元件Q2的占空比大致50%的方式被设计。第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2同 时成为ON状态则会短路，实际上夹着(挟& T )均被置OFF的期间(空载时间(〒“Y夕 ^ K ))而互补地被驱动，不会严密地成为50%。例如，在输入电压上升的情况下、输出电压 上升情况下等中，存在以下2个控制方法。I…「第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2完 全对称而互补地被驱动，第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2的占空比均被变短(空载 时间变长)，降低输出电压的方式进行控制的方法」以及II··· ‘以第1开关元件Ql和第2 开关元件Q2相互夹着规定的空载时间而交互地被置0N，并缩小第1开关元件Ql的占空比 (相对地第2开关元件Q2的占空比变大)，从而降低输出电压的方式，进行控制的方法’。然而，在I的方法中第1开关元件Ql和第2开关元件Q2均被置OFF的时间(空 载时间(亍” F^ 4 ^ ))其每次变动，因此存在不能够ZVS(零电压开关)驱动各个的开 关元件的缺点，近年的寻求高效率的开关电源装置中，以下II的方法。然而，在以II的方法进行控制的情况下，第1开关元件Ql和第2开关元件Q2夹 着规定的空载时间而交互地置0N，因此零电压开关(ZVS)驱动是可能的，但是如图2所示那 样，若负荷的状态成为轻负荷，则存在第1电感Ll中流过的电流成为OA的期间，‘若降低第 1开关元件Ql的占空比，则输出电压下降’的控制特性被逆转，不能够进行控制的问题。
另外，例如如下述所示的专利文献1那样，若使用BHB (升压(寸一 7卜)半桥) 方式，则能够在实现零电压开关的同时维持轻负荷时的控制特性，但是存在开关元件的耐 压需要输入电压的2倍程度、高耐压的开关元件导通电阻(力 >抵抗)变大，开关损失变大 的问题。在例如电视等的一般家电用中所使用的开关电源装置的情况下，要求较强的待机 时电力的削减，负荷从接近无负荷的轻负荷状态到重负荷状态，相当宽的负荷变动范围中 需要稳定的控制特性，在以往的方法中，即使任何一种方法，也难于实现低损失并且能够与 幅度较宽的负荷变动范围对应的开关电源装置。因此，本发明的目的在于提供一种使用低耐压的开关元件，实现零电压开关，并且 不能够与较宽的负荷变动范围对应的低损失、高效率，并且具有高输出电压稳定性的开关 电源装置。专利文献1特开平1H62263号

发明内容
该发明为解决上述问题以按照以下方式构成。(1) 一种开关电源装置，其特征在于，具有直流电源输入部，其输入直流输入电 压Vin ；变压器T，其至少具备第1 一次绕组Npl、第1 二次绕组Nsl、第2 二次绕组Ns2 ；串 联电路，其连接在所述直流电源输入部的两端，并由第1开关电路Sl和第2开关电路S2构 成，所述第1开关电路Sl由第1开关元件Q1、第1电容器Cl、以及第1 二极管Dl的并联电 路构成，所述第2开关电路S2由第2开关元件Q2、第2电容器C2、以及第2 二极管D2的并 联电路构成；半桥方式的1次侧电力变换电路，其对所述第1开关电路Sl或所述第2开关 电路S2的两端，连接至少由第1输入电感L2、所述第1 一次绕组Npl、输入电容器C构成的 串联电路的两端；2次侧同步整流电路，其包含对所述第1 二次绕组Nsl所产生的电压进 行整流的由第3开关元件Q3、第3电容器C3、和第3 二极管D3的并联电路构成的第3开 关电路S3 ；以及对所述第2 二次绕组Ns2所产生的电压进行整流的由第4开关元件Q4、第 4电容器C4、和第4 二极管D4的并联电路构成的第4开关电路S4,并根据所述第1开关电 路Sl和所述第2开关电路S2的互补的开关动作而控制所述第3开关电路S3以及所述第 4开关电路S4的开关动作而进行动作；第1电感Li，其以对所述第1 二次绕组Nsl和所述 第2 二次绕组Ns2中流过的电流进行平滑的方式被连接；平滑电容器C8，其被连接在所述 第1电感Ll的后级，在所述平滑电容器C8的后级连接负荷，所述第1开关电路Sl和所述 第2开关电路S2相互夹着规定的空载时间而互补地进行开关动作，并且通过对所述第1开 关元件Ql的置ON时间tonl和所述第2开关元件Q2的置ON时间ton2的置ON时间时比 Da即tonl/ton2进行控制，而对供给到所述负荷的电力进行控制，在所述负荷是轻负荷的 情况下，具有在所述第3开关元件Q3或所述第4开关元件Q4的至少其中一方中沿与整流 方向相反的方向流过负电流从而从2次侧向1次侧回生能量的动作模式。(2) 一种开关电源装置，其特征在于，具备直流电源输入部，其输入直流输入电 压Vin ；变压器(T)，其至少由第1 一次绕组Npl、第1 二次绕组Nsl、第2 —次绕组Np2、第2 二次绕组Ns2构成，串联电路，其由第1开关电路Sl和第2开关电路S2构成，所述第1开 关电路Sl由第1开关元件Q1、第1电容器Cl、以及第1 二极管Dl的并联电路构成，所述第2开关电路S2由第2开关元件Q2、第2电容器C2、以及第2 二极管D2的并联电路构成，对 所述第1开关电路Sl或所述第2开关电路S2的两端，连接至少由第1输入电感L2、所述第 1 一次绕组Npl、和输入电容器C9构成的串联电路的两端，电容器C12，其连接在由所述第1 开关电路Sl和所述第2开关电路S2构成的串联电路的两端；半桥方式的1次侧电力变换 电路，其通过对由所述第1开关电路Sl和所述输入电容器C9构成的串联电路的两端经由 所述第2 —次绕组以及第2输入电感L3连接所述直流输入电压Vin而成；2次侧同步整流 电路，其包括对由所述第1 二次绕组Nsl所产生的电压进行整流的由第3开关元件Q3、第 3的电容器C3、和第3 二极管D3的并联电路构成的第3开关电路S3 ；以及对由所述第2 二 次绕组Ns2所产生的电压进行整流的由第4开关元件Q4、第4电容器C4、以及第4 二极管 D4的并联电路构成的第4开关电路S4，根据所述第1开关电路Sl和所述第2开关电路S2 的互补的开关动作对所述第3开关电路S3和所述第4开关电路S4的开关动作进行控制而 动作 ’第1电感Li，其以对所述第1 二次绕组Nsl和所述第2 二次绕组Ns2中流过的电流 进行平滑的方式被连接；平滑电容器C8，其连接在所述第1电感Ll的后级，在所述平滑电 容器C8的后级连接负荷，所述第1开关电路Sl和所述第2开关电路S2相互夹着规定的空 载时间而互补地进行开关动作，并且通过对所述第1开关元件Ql的置ON时间tonl和所述 第2开关元件Q2的置ON时间ton2的置ON时间时比Da即tonl/ton2进行控制，而控制供 给到所述负荷的电力，在所述负荷是轻负荷的情况下，具有在所述第3开关元件Q3或所述 第4开关元件Q4的至少其中一方中，沿与整流方向相反的方向流过负电流，从而从2次侧 向1次侧回生能量的动作模式。(3)特征在于，所述变压器T，由至少具备第1 一次绕组Npl和第1 二次绕组Nsl 的第1变压器Tl以及至少具备第2 —次绕组Np2和第2 二次绕组Ns2的第2变压器T2构 成。(4)特征在于，所述第1输入电感L2或所述第2输入电感L3，由所述变压器⑴ 的泄漏电感构成。(5)特征在于，所述变压器T中，所述第1 二次绕组Nsl和所述第2 二次绕组Ns2 的一端彼此共通连接，在所述第1 二次绕组Nsl的另一端连接所述第3开关电路S3的一端， 在所述第2 二次绕组Ns2的另一端连接所述第4开关电路S4的一端，所述第3开关电路S3 的另一端和所述第4开关电路S4的另一端相互连接，构成中心抽头型全波整流电路。(6)特征在于，所述第3开关电路S3，朝向对所述第1 二次绕组Nsl所产生的电压 进行整流的方向，并且相对于所述第2 二次绕组Ns2并联连接，所述第4开关电路S4，朝向 对将所述第1 二次绕组Nsl和所述第2 二次绕组Ns2所产生的各个的电压加算后的电压进 行整流的方向，并且连接在由所述第2 二次绕组Ns2和所述第3开关电路S3构成的闭环路 内。(7)特征在于，所述第1开关电路Si、所述第2开关电路S2、所述第3开关电路S3、 以及所述开关电路S4中的至少其中之一是场效应晶体管。(8)特征在于，将从所述第1开关元件Ql变为OFF到所述第2开关元件Q2变为 ON的时间或从所述第2开关元件Q2变为OFF到所述第1开关元件Ql变为ON的时间，设定 为，所述第1开关元件Ql或所述第2开关元件Q2能够实现ZVS即零电压开关动作。(9)特征在于，所述负荷是轻负荷的情况下，对所述第1开关电路Sl和所述第2开关电路S2的互补的开关动作间歇地进行振荡驱动。(10)特征在于，作为所述第4开关电路S4的替代，使用第4电容器。(11)特征在于，作为所述第1电感Li，利用所述变压器⑴的2次侧泄漏磁通。(12)特征在于，所述变压器T中，使所述第1 二次绕组Nsl与所述第2 二次绕组 Ns2的磁极性为相反极性，并且使其匝数比所述第2 二次绕组Ns2的匝数小。(13)特征在于，设所述第1 二次绕组Nsl的匝数和所述第2 二次绕组Ns2的匝数 的匝数比为Nsl Ns2 = 1 2。(14)特征在于，所述变压器T中，所述第1 一次绕组Npl和所述第1 二次绕组Nsl 的磁耦合度相对地较大，并且所述第2 二次绕组Ns2和另一绕组的磁耦合度相对地较小。(15)特征在于，所述同步整流电路是自驱动型同步整流电路。(16)特征在于，所述变压器T还具有第3 二次绕组Ns3，所述同步整流电路基于所 述第3 二次绕组Ns3所产生的电压而被驱动。(17)特征在于，所述变压器T还具有第3 二次绕组Ns3以及第4 二次绕组Ns4，所 述同步整流电路中，所述第3开关电路S3基于由所述第3 二次绕组Ns3所产生的电压而被 驱动，所述第4开关电路S4基于由所述第4 二次绕组Ns4所产生的电压而被驱动。(18)特征在于，在所述直流电源输入部的前级，设置以商用电源作为输入电源，以 所述直流输入电压Vin作为输出电压的PFC即功率因数改善变换器。根据该发明，(a)由于轻负荷时不成为电流不连续模式动作，因此通过全负荷区域中，以第1开 关元件Ql的ON时间tonl和第2开关元件Q2的ON时间ton2的置ON时间时比Da(= tonl/ton2)成为规定值的方式进行控制，能够实质地控制第1开关元件Ql的ON时间而维 持对输出电压进行控制的控制特性。(b)第1开关元件Ql的动作电压下降到与输入电压相同的电压，因此能够在开关 元件中使用低耐压的半导体部件，并且由于是低ON电阻，因此也能够期待(見込A )开关 损失的降低，实现低成本、高效率化。(c)由于对第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2进行零电压开关(ZVS)驱动，因 此能够进一步降低开关损失，并能够谋求高效率化。(d)由于用变压器的泄露磁通代替零电压开关(ZVS)驱动所需要的1次侧的电感 元件，因此能够起到削减部件点数，并使电路规模大幅度小型化的效果，能够将电路規模简 单化，并能够构成高效率的开关电源装置。(e)通过使用同步整流电路，能够在特别大电流输出的情况下，大幅度降低2次侧 的整流损失，并能够实现高效率化。


图1是以往的开关电源装置的电路图。图2是以往的重负荷时和轻负荷时的波形图。图3是I的控制方法中的额定(定格)时输入电压高时(或输出电压高时)的波 形图。图4是II的控制方法中的额定时和输入电压高时(或输出电压高时)的波形图。
图5是II的控制方法中的每占空比的负荷电流-输出电压的特性图。图6是第1实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图7是第1实施方式所涉及的各开关元件的时序图。图8是第1实施方式所涉及的重负荷时轻负荷时的波形图。图9是第1实施方式所涉及的每占空比的负荷电流-输出电压的特性图。图10是第2实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图11是第3实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图12是第4实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图13是第4实施方式所涉及的另一开关电源装置的电路图。图14是第5实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图15是第5实施方式所涉及的另一开关电源装置的电路图。图16是第6实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图17是第6实施方式所涉及的开关电源装置中的第1开关元件Ql 第4开关元 件Q4的栅极电压以及第1电感Ll中流过的电流的波形图。图18是第7实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图19是第8实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图20是第9实施方式所涉及的开关电源装置中的第1开关元件Ql 第4开关元 件Q4的栅极电压以及第1电感Ll中流过的电流的波形图。图21是第10实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。图中T-变压器Tl-第1变压器T2-第2变压器Npl-第1 一次绕组Np2-第2 —次绕组Nsl-第1 二次绕组Ns2-第2 二次绕组Ns3-第3 二次绕组Ns4-第4 二次绕组Ll-第 1 电感L2-第1输入电感L3-第2输入电感L4-第 2 电感Cl-第1电容器(今Y “〉夕)C2-第2电容器C3-第3电容器C4-第4电容器C5-第5电容器C6-第6电容器
C7-第7电容器
C8-平滑电容器
C9-输入电容器
ClO-高压侧电容器
Cll-低压侧电容器
C12-第8电容器
C13-第9电容器
C14-第10电容器
C15-第11电容器
C16-第12电容器
C17-第13电容器
C18-第14电容器
DB-二极管桥电路
Dl-第1 二极管
D2-第2 二极管
D3-第3 二极管
D4-第4 二极管
D5-第5 二极管
D6-第6 二极管
D7-第7 二极管
D8-第8 二极管
D9-第9 二极管
DlO-第10 二极管
Ql-第1开关元件
Q2-第2开关元件
Q3-第3开关元件
Q4-第4开关元件
Q5-第5开关元件
Q6-第6开关元件
Q7-第7开关元件
Ro-负荷
Rl-第1电阻
R2-第2电阻
R3-第3电阻
R4-第4电阻
R5-第5电阻
R6-第6电阻
Sl-第1开关电路
S2-第2开关电路
说明 书6/12页
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S3-第3开关电路S4-第4开关电路S5-第5开关电路S6-第6开关电路S7-第7开关电路AC-商用电源Vo-输出电压Vin-电源输入部的输入电压
具体实施例方式《第1实施方式》图6是第1实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。如图6所示那样，该开关电源装置，作为1次侧电力变换电路，成为如下结构即对 输入电源Vin，连接由第1开关元件Q1、第1电容器Cl、和第1 二极管Dl的并联电路构成的 第1开关电路Si，与由第2开关元件Q2、第2电容器C2、和第2 二极管D2的并联电路构成 的第2开关电路S2所组成的串联电路，并对第1开关电路Sl的两端，连接由第1输入电感 L2、变压器T的第1 一次绕组Npl、输入电容器C9构成的串联电路的两端。另外，作为2次侧电力变换电路，在变压器T的第1 二次绕组Nsl的一端连接由第 3开关元件Q3、第3电容器C3、以及第3 二极管D3构成的第3开关电路S3的漏极(KX > )侧端子，在第2 二次绕组Ns2的一端连接由第4开关元件Q4、第4电容器C4、以及第4 二极管D4构成的第4的开关电路S4的漏极侧端子，第3开关电路S3的源极侧端子和第4 开关电路S4的源极侧端子均被连接在第1电感Ll的一端，第1电感Ll的另一端连接在输 出电容器C8的一端以及负荷Ro的一端。另外，第1 二次绕组Nsl的另一端以及第2 二次 绕组Ns2的另一端均被连接在输出电容器C8的另一端以及负荷Ro的另一端。第3开关电 路S3以及第4开关电路S4构成自驱动型的同步整流电路。另外，第1开关元件Ql和第2开关元件Q2，双方同时置0N，则会短路(* s一卜)， 因此构成为以夹着规定的空载时间相互互补地置ON。该空载时间中，以各个开关元件能够 被ZVS (零电压开关)驱动的方式被设定。另外，变压器T的二次绕组，被分别缠绕(分卷)在第1 二次绕组Nsl和第2 二次 绕组Ns2，一端彼此共通地被连接的中心抽头(七 > 夕一夕W )型，第1 二次绕组Nsl和 第2 二次绕组Ns2以相互同极性的方式被缠绕。根据这样的构成，变压器T中的第1 一次绕组Npl以及第1 二次绕组Nsl，以在第1 开关电路Sl置OFF，并且第2开关电路S2置ON的期间从变压器T的1次侧向2次侧传送 电力的方式设定绕组的极性，第1 一次绕组Npl以及第2 二次绕组Ns2，以在第1开关电路 Sl置0N，并且第2开关电路S2置OFF的期间中，以从变压器T的1次侧向2次侧传送电力 的方式设定绕组的极性，因此第1开关电路Sl被置0N，并且第2开关电路S2被置OFF的期 间中，由第1 二次绕组Nsl感应的电压将第4的开关元件Q4的栅极电位置为低电平(口一 >《 > )，由第2 二次绕组Ns2感应的电压将第3开关元件Q3的栅极电位置为高电平()、 ^ >《> )，因此，结果，第3开关电路S3被置0N，通过第1电感Ll流过输出电流而向负荷Ro供给直流输出电压。电阻Rl是用于驱动第3开关元件Q3的栅极端子的限流电阻。另外，在第1开关电路Sl置OFF、第2开关电路S2置ON的期间中，由第1 二次绕 组Nsl感应的电压将第4开关元件Q4的栅极电位置为高电平，由第2 二次绕组Ns2感应的 电压将第3开关元件Q3的栅极电位置为低电平，结果，第4开关电路S4被置0N，通过第1 电感Ll流过输出电流而向负荷Ro供给直流输出电压。电阻R2是用于驱动第4开关元件 Q4的栅极端子的限流电阻。图7是图6所示的开关电源装置的电路各部分的波形图。以下，参照图6对电路 动作进行说明。图7中，vgsl、vgs2.vgs3.vgs4分别是开关元件Ql、Q2、Q3、Q4的栅极-源 极间电压，实质上表示开关元件Ql、Q2、Q3、Q4的0N/0FF的波形。另外，vdsl、vds2、vds3、 vds4分别是开关元件Ql、Q2、Q3、Q4的漏极-源极间电压，实质上是电容器Cl、C2、C3、C4 的两端电压波形。此外，idl、id2、ip、iL分别是开关电路Si、S2、一次绕组Npl、第1电感 Ll中流过的电流的电流波形。该开关电源装置的额定动作中的动作，在1开关周期Ts中能够分为时刻tl t7 的6个的动作状态。以下，分为各状态而对电路动作进行说明。(1)状态 1 state l[tl t2]首先，在第2开关元件Q2被变为(夕一 >)0FF后，若第1开关元件Ql的漏极-源 极间电压Vdsl成为零电压附近，则第1 二极管Dl变为ON。该时序中，通过将第1开关元件 Ql变为0N，而进行零电压开关(ZVS)动作。(2)状态 2 state 2[t2 t3]通过将第1开关元件Ql变为0N，在第1 一次绕组Npl中流过电流，在第1开关元 件Ql中流过的电流idl以及在第1 一次绕组Npl中流过的电流ip以一次函数增大。此时， 变压器T的2次侧中，由第1 二次绕组Nsl感应的电压将第4开关元件Q4的栅极电位置为 低电平，由第2 二次绕组Ns2感应的电压将第3开关元件Q3的栅极电位置为高电平，因此 第3开关元件Q3变为0N，第4的开关元件Q4变为OFF，从而仅在第1 二次绕组Nsl流过电 流。因此，在变压器T的2次侧流过的电流，按照第1电感Ll —第3开关元件Q3 —第1 二 次绕组Nsl —负荷Ro的顺序流动。(3)状态 3 state 3[t3 t4]若第1开关元件Ql变为0FF，则利用在第1输入电感L2中蓄积的能量，对第1电 容器Cl进行充电，与此相伴，第1开关元件Ql的漏极-源极间电压Vdsl上升。另外，同时 第2电容器C2被放电，与此相伴，第2开关元件Q2的漏极-源极间电压Vds2下降。(4)状态 4 state 4[t4 t5]若第2开关元件Q2的漏极-源极间电压Vds2接近零电压，则第2 二极管D2变为 0N。以该时序，使第2开关元件Q2变为0N，而进行零电压开关(ZVS)动作。(5)状态 5 state 5[t5 t6]通过将第2开关元件Q2变为0N，第1 一次绕组Npl以与[状态2]时相反的方向 被励磁，在第1 一次绕组Npl中流过的电流以与[状态2]时相反的方向以一次函数的增 大。另外，在第2开关元件Q2中流过的电流id2也以一次函数的增大。此时，变压器T的2 次侧中，由第1 二次绕组Nsl感应的电压将第4开关元件Q4的栅极电位置为高电平，由第 2 二次绕组Ns2感应的电压将第3开关元件Q3的栅极电位置为低电平，因此第3开关元件
12Q3变为OFF，第4开关元件Q4变为0N，从而仅在第2 二次绕组Ns2中流过电流。因此，变压器T的2次侧中流过的电流，以第1电感Ll —第4开关元件Q4 —第2 二次绕组Ns2 —负荷Ro的顺序流过。(6)状态 6 state 6[t6 t7]若第2开关元件Q2变为OFF，则利用在第1输入电感L2中蓄积的能量，对第2电 容器C2进行充电，与此相伴，第2开关元件Q2的漏极-源极间电压Vds2上升。另外，同时 第1电容器Cl被放电，与此相伴第1开关元件Ql的漏极-源极间电压Vdsl下降。此后， 返回[状态1]的动作。关于第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2的0N/0FF定时(夕彳彡> 7 )，例如， 具有用于检测输出电压的输出电压检测电路等，并使用光电耦合器(7 ^■卜力/，)等绝 缘反馈装置(絶縁帰還手段)对超过了预先确定的电压这一情况进行反馈，并基于此反馈 进行ON/置OFF控制。图8表示在上述的电路构成中，重负荷时和轻负荷时的第1开关元件Ql 第4开 关元件Q4的栅极电压以及第1电感Ll中流过的电流的波形图。通过将2次侧电力变换电 路作为由第3开关电路S3以及第4开关电路S4构成的同步整流电路，能够在轻负荷时，沿 相对于第3 二极管D3以及第4 二极管D4成为相反偏压(逆〃 4 7 7 )方向也流过电流， 因此不成为电流不连续模式，而以从2次侧向1次侧回生(回生)能量的动作模式进行动 作，并如图9所示那样，能够也在轻负荷时，通过控制第1开关元件Ql的ON时间时比(才 >時間時比)而控制输出电压。另外，第1开关电路Sl 第4开关电路S4，分别由MOSFET构成，且分别能够由 MOSFET所实质地内包的寄生二极管以及寄生电容提供(賄))与各开关元件Ql Q4并联 连接的二极管Dl D4以及电容器Cl C4。另外，作为其0N/0FF控制，使开关频率为一定，并对开关元件Ql的ON时间tonl 和开关元件Q2的ON时间ton2的ON时间时比Da( = tonl/ton2)进行控制的情况下，与开 关动作相伴而产生的EMI噪声等的频率成分也集中于一定的频率，因此具有容易采取噪声 对策的优点。《第2实施方式》图10是第2实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。与图6所示的电路的不 同点在于由第1输入电感L2、第1 一次绕组Npl以及输入电容器C9构成的串联电路，不 是在第1开关电路Si，而是在第2开关电路S2的两端连接。其它构成与图6所示的构成同样。即使是这样的构成，也起到与第1实施方式的情况同样的作用效果。《第3实施方式》图11是第3实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。与图6所示的电路不同 点在于做成如下那样的结构使变压器T为由具有第1 一次绕组Npl和第1 二次绕组Nsl 的第1变压器Tl和具有第2 —次绕组Np2和第2 二次绕组Ns2的第2变压器T2构成的2 变压器型变换器，并具有在第2 —次绕组上串联连接的第2输入电感，输入电源Vin的两端 相对于由第2输入电感L3、第2 —次绕组Np2、输入电容器C9以及第1开关电路Sl构成的 串联电路而连接，由第1输入电感L2、第1 一次绕组Npl以及输入电容器C9构成的串联电路，相对于第2开关电路S2的两端并联而连接，在由第1开关电路Sl以及第2开关电路S2 构成的串联电路的两端连接第8电容器C12。也即，成为如下那样的构造第1 一次绕组Npl和第2 —次绕组Np2相互同极性而 被缠绕，第1开关电路Sl置ON(第2开关电路S2置OFF)时，通过第2 —次绕组Np2而将 电力传送到2次侧，第2开关电路S2置ON(第1开关电路Sl置OFF)时，通过第1 一次绕 组Npl将电路传送到2次侧。在本实施方式中，虽然使变压器T为由第1变压器Tl和第2变压器T2构成的2 变压器型，但是也可以将第1 一次绕组Npl、第2 —次绕组Np2、第1 二次绕组Nsl、以及第2 二次绕组Ns2作为1个变压器而构成。即使是这样的构成，也起到与第1实施方式的情况下同样的作用效果。《第4实施方式》图12是第4实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。与图6所示的电路的不同 点在于，变压器T的第1 二次绕组Nsl以及第2 二次绕组Ns2不构成中心抽头(七 > 夕一 ” 1、型全波整流电路。图12中，在第2 二次绕组Ns2的一端连接第3开关电路S3的 漏极侧端子，并在第2 二次绕组Ns2的另一端连接第4开关电路S4的漏极侧端子，第4开 关电路S4的源极侧端子，与第3开关电路S3的源极侧端子连接。另外，第1 二次绕组Nsl的一端连接在第3开关电路S3的漏极侧端子，第1 二次 绕组Nsl的另一端，连接在第1电感Ll的一端。第1电感Ll的另一端，与负荷Ro的一端连接，负荷Ro的另一端与第3开关电路 S3的源极侧端子和第4开关电路S4的源极侧端子的连接点连接。另外，在负荷Ro的两端并联连接平滑电容器C8。通过这样的构成，变压器T中的 第1 一次绕组Npl以及第1 二次绕组Nsl，在第1开关元件Ql置ON、第2开关元件Q2置 OFF的期间，通过由第2 二次绕组Ns2感应的电压将第4开关元件Q4置0N，通过第1电感 Ll流过输出电流而向负荷Ro供给直流输出电压。另外，第1开关元件Ql置OFF，并且第2开关元件Q2置ON的期间中，利用由第2 二次绕组Ns2所感应的电压第3开关元件Q3置0N，并通过第1电感Ll而流过输出电流，并 向负荷Ro供给直流输出电压。另外，不用说，可以如图13所示那样，将第1 二次绕组Nsl相对于第1 一次绕组 Npl的极性和第2 二次绕组Ns2相对于第1 一次绕组Npl的极性为相反极性，也同样动作。另外，变压器T中，将由第1 二次绕组Nsl所感应的电压设为Vol，将由第2 二次绕 组Ns2所感应的电压设为Vo2，将输出到负荷Ro的电压设为Vo，则第1 二次绕组Nsl和第2 二次绕组Ns2的匝数(卷数)比为Nsl Ns2 = 1 2的情况下，第1开关元件Ql置0N， 并且第2开关元件Q2置OFF时，输出电压Vo成为Vo = Vo2_Vol = 2VoI-Vol = Vol，第1 开关元件Ql置0FF，并且第2开关元件Q2置ON时，输出电压Vo，成为Vo = Vol，能够消除 输出电压Vo的波动('J , Α )成分。另外，在Nsl Ns2 = 1 1的情况下，第1开关元件Ql置0N，并且第2开关元件 Q2置OFF时，变压器T的芯体(二 7 )所产生的磁通的大小，与第1开关元件Ql置OFF并 且第2开关元件Q2置ON时变压器T的芯体所产生的磁通的大小相等，变压器的芯体最难 于发生磁饱和，因此能够在变压器的设计方面具有宽裕(余裕)度。
此外，第4实施方式中，除了第1实施方式中所述的(a) (e)的效果，还具有(f)通过使用泄漏电感大的泄漏磁通型变压器，能够用变压器的漏散磁通代替电 路动作上必要的所有的电感元件，起到能够使电路规模整体的大幅度小型化。《第5实施方式》图14是第5实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。与图12所示的电路的不 同点在于，将2次侧的第4开关电路S4替换为第10电容器C14。图12中，第1开关元件Ql置ON、第2开关元件Q2置OFF时，第3开关元件Q3成 为OFF ；第1开关元件Ql置OFF、第2开关元件Q2置ON时，第3开关元件Q3成为ON。与此相对，图14中的电路，构成所谓的倍电压整流电路，第1开关元件Ql置0N，第 2开关元件Q2置OFF时，在第10电容器C14充入电荷；第1开关元件Ql置0FF，第2开关 元件Q2置ON时，在第1 二次绕组Nsl输出与图12中的实施方式相比成倍的电压。关于其它点，与第1实施方式同样，因此省略说明。第5实施方式，与第1实施方式相比，不存在第4开关电路S4,因此具有能够实现 低成本的优点。另外，第5实施方式中，特别是复合型变压器T中，优选为设第1 二次绕组Nsl和 第2 二次绕组Ns2的匝数比为Nsl Ns2 = 1 2。该情况下，设由第1 二次绕组Nsl感应的电压为Vol，由第2 二次绕组Ns2感应的 电压为Vo2，输出到负荷Ro的电压为Vo，则第1开关元件Ql置0FF，并且第2开关元件Q2 置ON时，输出电压Vo成为Vo = Vol，第1开关元件Ql置0N，并且第2开关元件Q2置OFF 时，构成由第10电容器C14以及第3开关元件Q3构成的倍压整流电路，因此输出电压Vo 成为Vo = Vo2-Vol = 2VoI-Vol = Vol，能够消除输出电压Vo的波动('J , A )电压，并 且成为复合型变压器T的芯体最难于发生磁饱和的构成。另外，也可以如图15所示那样，第10电容器C14连接在第1 二次绕组Nsl和第2 的二次绕组Ns2之间。此外，第5实施方式中，除了第1实施方式所述的(a) (e)的效果，能够起到第 4实施方式中所述的(f)的效果。《第6实施方式》图16是第6实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。与图6所示的电路的不 同点在于，1次侧的电力变换电路不是半桥电路，而是全桥电路。也即，成为如下形式用由 第5开关元件Q5、第5电容器C5、和第5 二极管D5的并联电路构成的第5开关电路S5，以 及由第6开关元件Q6、第6电容器C6、和第6 二极管D6的并联电路构成的第6开关电路S6 置换图1中的高压侧电容器ClO以及低压侧电容器C11。其它构成与图6所示的构成同样。图17是图16所示的电路图中的第1开关元件Ql 第6开关元件Q6的栅极电压 以及第1电感Ll中流过的电流的波形图。即使是这样的构成，也起到与第1实施方式的情况下同样的作用效果。《第7实施方式》图18是第7实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。与图6所示的电路的不 同点在于，变压器T具有第3 二次绕组Ns3以及第4 二次绕组Ns4，并利用分别产生的电压， 对第3开关元件Q3以及第4开关元件Q4的栅极端子进行驱动。图18中，电阻R3、R4是用于对由第3 二次绕组Ns3所产生的电压进行分压的分压电阻，电阻R5、R6是用于对第4 二 次绕组Ns4所产生的电压进行分压的分压电阻。供给到负荷Ro的输出电压较低的情况下， 有时不能够对第3开关元件Q3以及第4开关元件Q4直接进行驱动，因此存在采取这样的 电路构成的情况。其它结构与图6所示结构同样。即使是这样的结构，也起到与第1实施方式的情况下同样的作用效果。《第8实施方式》图19是第8实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。与图6所示的电路的不同 点在于，变压器T具有第3 二次绕组Ns3，将把由第3 二次绕组Ns3所产生的电压进行整流 平滑后的电压作为输入电压，并从第1调整器(> ￥ - >—夕)REG1以及第2调整器REG2 分别得到驱动第3开关元件Q3以及第4开关元件Q4的栅极端子的电压。若与第7实施方 式相比，则二次绕组少至一个即可，能够实现变压器的小型化。其他构成与图6所示构成同 样。这样的构成，也起到与第1实施方式的情况下同样的作用效果。《第9实施方式》图20是对第9实施方式所涉及的开关电源装置中的第1开关元件Ql 第4开关 元件Q4的栅极电压以及第1电感Ll中流过的电流进行表示的波形图。作为电路，与图6 所示的第1实施方式相同，但是不同的在于，轻负荷时对第1开关元件Ql以及第2开关元 件Q2间歇式地进行驱动。如此，能够减少轻负荷时从2次侧到1次侧的能量回生(回生) 的次数(回数)，并能够谋求高效率化。另外，进行间歇(间欠)动作的周期，可以设定为比 第1开关元件Ql的开关周期足够长的时间(例如10倍程度)。《第10实施方式》图21是第10实施方式所涉及的开关电源装置的电路图。这是在图6所示的电路 的前级(前段)连接PFC (功率因数(力率)改善)变换器。具体来说，成为如下构成将商用电源AC作为输入电源，将由二极管桥电路DB进 行全波整流后的脉动电流(脈流)电压，通过噪声除去用的第13电容器C17，输入到由第2 电感L4、第7开关电路S7、整流用的第10 二极管D10、以及平滑用的第14电容器C18组成 的升压电路，其输出电压作为图6中的输入电压Vin而供给到后级的1次侧电力变换电路， 其中所述第7开关电路S7由第7开关元件Q7、第7 二极管D7、第7电容器C7的并联电路 构成。在图6中输入电压Vin作为直流电源，但是在作为民用机器的电源装置而被利用 的情况下，输入电源是商用电源，能够利用将此整流平滑后的电源。第1实施方式中所述的 半桥方式中，第ι开关元件Ql和第2开关元件Q2对称地进行动作，因此各自的ON时间时 比实质上被限制在0 0. 5，存在相对于输入电压的变动设计冗余度(7 — 7 > )较窄的问题。如图21所示那样，在前级(前段)将商用电源作为输入电源，连接输出固定(一 定)的输出电压的PFC变换器，则具有不仅对作为PFC变换器本来的目的的高次谐波(高 調波)电流进行抑制，而且能够解决半桥方式变换器所包含的上述问题的优点。即使是这样的构成也起到与第1实施方式的情况下同样的作用效果。
权利要求
1.一种开关电源装置，其特征在于， 具有直流电源输入部，其输入直流输入电压(Vin)；变压器(T)，其至少具备第1 一次绕组(Npl)、第1 二次绕组(Nsl)、第2 二次绕组(Ns2) 串联电路，其连接在所述直流电源输入部的两端，并由第1开关电路(Si)和第2开关 电路(S2)构成，所述第1开关电路(Si)由第1开关元件(Ql)、第1电容器(Cl)、以及第1 二极管(Dl)的并联电路构成，所述第2开关电路(S2)由第2开关元件(Q2)、第2电容器 (C2)、以及第2 二极管(D2)的并联电路构成；半桥方式的1次侧电力变换电路，其对所述第1开关电路(Si)或所述第2开关电路(52)的两端，连接至少由第1输入电感(U)、所述第1一次绕组(Npl)、输入电容器(C9)构 成的串联电路的两端；2次侧同步整流电路，其包含对所述第1 二次绕组(Nsl)所产生的电压进行整流的由 第3开关元件0^3)、第3电容器(C3)、和第3 二极管(D3)的并联电路构成的第3开关电路(53)；以及对所述第2二次绕组(Nd)所产生的电压进行整流的由第4开关元件(Q4)、第 4电容器(C4)、和第4 二极管(D4)的并联电路构成的第4开关电路(S4)，并根据所述第1 开关电路(Si)和所述第2开关电路(S2)的互补的开关动作而控制所述第3开关电路(S3) 以及所述第4开关电路(S4)的开关动作而进行动作；第1电感(Li)，其以对所述第1 二次绕组(Nsl)和所述第2 二次绕组(Ns2)中流过的 电流进行平滑的方式被连接；平滑电容器(C8)，其被连接在所述第1电感(Li)的后级， 在所述平滑电容器(C8)的后级连接负荷，所述第1开关电路(Si)和所述第2开关电路(S2)相互夹着规定的空载时间而互补地 进行开关动作，并且通过对所述第1开关元件Oil)的置ON时间tonl和所述第2开关元件 (Q2)的置ON时间ton2的置ON时间时比Da即tonl/ton2进行控制，而对供给到所述负荷 的电力进行控制，在所述负荷是轻负荷的情况下，具有在所述第3开关元件或所述第4开关元件 (Q4)的至少其中一方中沿与整流方向相反的方向流过负电流从而从2次侧向1次侧回生能 量的动作模式。
2.一种开关电源装置，其特征在于， 具备直流电源输入部，其输入直流输入电压(Vin)；变压器(T)，其至少由第1 一次绕组(Npl)、第1 二次绕组(Nsl)、第2 —次绕组(Np2)、 第2 二次绕组(Ns2)构成，串联电路，其由第1开关电路(Si)和第2开关电路(S2)构成，所述第1开关电路(Si) 由第1开关元件(Ql)、第1电容器(Cl)、以及第1 二极管(Dl)的并联电路构成，所述第2 开关电路(S2)由第2开关元件0^2)、第2电容器(C2)、以及第2 二极管(D2)的并联电路 构成，对所述第1开关电路(Si)或所述第2开关电路(S2)的两端，连接至少由第1输入电 感(L2)、所述第1 一次绕组(Npl)、和输入电容器(C9)构成的串联电路的两端，电容器(C12)，其连接在由所述第1开关电路(Si)和所述第2开关电路(S2)构成的串 联电路的两端；半桥方式的1次侧电力变换电路，其通过对由所述第1开关电路(Si)和所述输入电容 器(C9)构成的串联电路的两端经由所述第2 —次绕组以及第2输入电感(U)连接所述直 流输入电压Vin而成；2次侧同步整流电路，其包括对由所述第1 二次绕组(Nsl)所产生的电压进行整流的 由第3开关元件0^3)、第3电容器(C3)、和第3 二极管(D3)的并联电路构成的第3开关电 路(S； )；以及对由所述第2 二次绕组(Nd)所产生的电压进行整流的由第4开关元件(Q4)、 第4电容器(C4)、以及第4 二极管(D4)的并联电路构成的第4开关电路(S4)，根据所述第 1开关电路(Si)和所述第2开关电路(S2)的互补的开关动作对所述第3开关电路(S3)和 所述第4开关电路(S4)的开关动作进行控制而动作；第1电感(Li)，其以对所述第1 二次绕组(Nsl)和所述第2 二次绕组(Ns2)中流过的 电流进行平滑的方式被连接；平滑电容器(C8)，其连接在所述第1电感(Li)的后级，在所述平滑电容器(C8)的后级连接负荷，所述第1开关电路(Si)和所述第2开关电路(S2)相互夹着规定的空载时间而互补地 进行开关动作，并且通过对所述第1开关元件Oil)的置ON时间tonl和所述第2开关元件 (Q2)的置ON时间ton2的置ON时间时比Da即tonl/ton2进行控制，而控制供给到所述负 荷的电力，在所述负荷是轻负荷的情况下，具有在所述第3开关元件或所述第4开关元件 (Q4)的至少其中一方中沿与整流方向相反的方向流过负电流从而从2次侧向1次侧回生能 量的动作模式。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，所述变压器(T)，由至少具备第1 一次绕组(Npl)和第1 二次绕组(Nsl)的第1变压器 (Tl)以及至少具备第2 —次绕组(Np2)和第2 二次绕组(Ns2)的第2变压器(T2)构成。
4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1输入电感(U)或所述第2输入电感(U)，由所述变压器(T)的泄漏电感构成。
5.根据权利要求1 4中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述变压器(T)中，所述第1 二次绕组(Nsl)和所述第2 二次绕组(Ns2)的一端彼此 共通连接，在所述第1 二次绕组(Nsl)的另一端连接所述第3开关电路(S； )的一端，在所述 第2 二次绕组(Nd)的另一端连接所述第4开关电路(S4)的一端，所述第3开关电路(S3) 的另一端和所述第4开关电路(S4)的另一端相互连接，构成中心抽头型全波整流电路。
6.根据权利要求1 5中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述第3开关电路(S3)，朝向对所述第1 二次绕组(Nsl)所产生的电压进行整流的方 向，并且相对于所述第2 二次绕组(Ns2)并联连接，所述第4开关电路(S4)，朝向对将所述第1 二次绕组(Nsl)和所述第2 二次绕组 (Ns2)所产生的各个的电压加算后的电压进行整流的方向，并且连接在由所述第2 二次绕 组(Ns2)和所述第3开关电路(S3)构成的闭环路内。
7.根据权利要求1 6中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述第1开关电路(Si)、所述第2开关电路(S2)、所述第3开关电路(S3)、以及所述开 关电路(S4)中的至少其中之一是场效应晶体管。
8.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，将从所述第1开关元件Oil)变为OFF到所述第2开关元件变为ON的时间或从 所述第2开关元件0^2)变为OFF到所述第1开关元件Oil)变为ON的时间，设定为，所述 第1开关元件Oil)或所述第2开关元件0^2)能够实现ZVS即零电压开关动作。
9.根据权利要求1 8中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述负荷是轻负荷的情况下，对所述第1开关电路(Si)和所述第2开关电路(S2)的 互补的开关动作间歇地进行振荡驱动。
10.根据权利要求6 9中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，作为所述第4开关电路(S4)的替代，使用第4电容器。
11.根据权利要求6 10中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，作为所述第1电感(Li)，利用所述变压器(T)的2次侧泄漏磁通。
12.根据权利要求6 11中任何一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述变压器(T)中，使所述第1 二次绕组(Nsl)与所述第2 二次绕组(Ns2)的磁极性 为相反极性，并且使其匝数比所述第2 二次绕组(Ns2)的匝数小。
13.根据权利要求12所述的开关电源装置，其特征在于，设所述第1 二次绕组(Nsl)的匝数和所述第2 二次绕组(Ns2)的匝数的匝数比为 Nsl Ns2 = 1 2。
14.根据权利要求6 13中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述变压器(T)中，所述第1 一次绕组(Npl)和所述第1 二次绕组(Nsl)的磁耦合度 相对地较大，并且所述第2 二次绕组(Nd)和另一绕组的磁耦合度相对地较小。
15.根据权利要求1 14中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述同步整流电路是自驱动型同步整流电路。
16.根据权利要求1 14中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述变压器(T)还具有第3 二次绕组(NU)，所述同步整流电路基于所述第3 二次绕组 (Ns3)所产生的电压而被驱动。
17.根据权利要求1 14中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，所述变压器(T)还具有第3 二次绕组(Ns3)以及第4 二次绕组(Ns4)，所述同步整流电 路中，所述第3开关电路(S； )基于由所述第3 二次绕组(NU)所产生的电压而被驱动，所 述第4开关电路(S4)基于由所述第4 二次绕组(Ns4)所产生的电压而被驱动。
18.根据权利要求1 17中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，在所述直流电源输入部的前级，设置以商用电源作为输入电源，以所述直流输入电压 (Vin)作为输出电压的PFC即功率因数改善变换器。
全文摘要
本发明公开一种1次侧电力变换电路为半桥方式、2次侧电力变换电路的整流电路中使用同步整流电路，因此具备对第1开关元件(Q1)的ON时间ton1和第2的开关元件(Q2)的ON时间ton2的ON时间时比Da(＝ton1/ton2)进行控制而在轻负荷时从2次侧向1次侧进行能量回生的动作模式。从轻负荷到重负荷幅度较宽的负荷变动范围中，实现控制特性稳定且高效率的开关电源装置。
文档编号H02M3/335GK102142776SQ20101062305
公开日2011年8月3日 申请日期2010年12月31日 优先权日2010年1月29日
发明者细谷达也 申请人:株式会社村田制作所