专利名称：基于双svpwm电流型变换器的直驱风力发电系统的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种应用在大型风力发电系统中的电能变换系统。
背景技术：
从技术上来看，变流器可以分为电压源型和电流源型两种类型。在当前市场，由 于低成本和模块化设计，两电平电压源型变换器在风力发电系统应用中占主导地位。但是 随着风力发电系统容量的增加，采用690V两电平电压源型变换器系统，将使变换器输出电 流太大，从而将造成非常昂贵的从发电机轮轴到地面的电缆。如果采用升压和稳压变换后 实现并网发电，这势必增加了系统的成本和复杂性。电流型并网逆变器刚好弥补了电压型 并网逆变器的不足，具有并网电流不受电网影响，在电网波动或者畸变的情况下也能实现 高质量馈电；同时，电流型逆变器不受输入电压幅值限制，即使在输入电压低于电网峰值电 压的情况下也能实现并网发电，拓宽了输入电压范围。此外，由于电流型逆变器中直流大电 感的存在，提供了自动的短路和过流保护能力；从开关管方面看，输出电容限制了 dv/dt的 值，加之具有的过流保护能力易于改善逆变器的可靠性。目前，电流型变换器主要应用在传 统的电机传动系统中。主要采用的控制技术为梯形波脉宽调制，特定谐波消除法和空间脉 宽调制SVPWM方法。其中，采用梯形波脉宽调制和特定谐波消除法，变换器的输出谐波主要 有5、7、11、13和17次谐波。这些低次谐波很难被滤波电容和负载电感彻底消除，会对负载 的运行造成有害影响，并造成谐波损耗。空间脉宽调制SVPWM方法的主要特点是较快的动 态响应，并且可以利用高频载波技术消除输出电流中的低次谐波。但是空间脉宽调制SVPWM 方法需要进行复杂的坐标变换，其数字控制系统的实现对数字微处理器的速度性能要求较 高。而在三相并网永磁直驱变速风力发电系统中，控制器需要同时控制电机侧输出整流和 并网侧逆变同步，即同时需要两路空间矢量脉宽调制SVPWM控制脉冲信号，因此，如果采用 单颗数字信号处理器DSP来实现控制器则难度很大。此外，尽管目前市场上数字信号处理 器DSP具有空间矢量脉宽调制SVPWM控制脉冲信号的功能。但是，这些空间矢量脉宽调制 SVPWM控制脉冲信号的逻辑主要针对电压型变换器的，如为防止同一桥臂开关管直通而设 置的死区控制。而对电流型变换器而言，由于其控制逻辑与电压型不同，如，零矢量的控制 是靠同一桥臂开关管直通来实现的，因而针对电压型变换器的空间矢量脉宽调制SVPWM控 制脉冲信号不能直接用于电流型变换器的主电路开关管的逻辑控制。
实用新型内容本实用新型是为避免上述现有技术所存在的不足之处，提供一种基于双SVPWM电 流型变换器的直驱风力发电系统，以期采用单颗数字信号处理器DSP同时实现永磁同步发 电机的变速控制和电网侧的同步并网控制。本实用新型解决技术问题采用如下技术方案本实用新型基于双SVPWM电流型变换器的直驱风力发电系统的结构特点是设置永磁同步发电机Ml与风力机M2同轴相连，在所述永磁同步发电机Ml的定子交流电流信号输出端串联由全控型功率开关管T11-T16和快恢复功率二极管D11-D16组成 的三相电流型全控整流器、直流电感Ldc，以及由全控型功率开关管T21-D6和快恢复功率 二极管D21-拟6组成的三相电流型并网逆变器；以所述功率二极管D11-D16和功率二极管 D21-D26分别使对应设置的全控型功率开关管T11-T16及全控型功率开关管T21-D6可反 向阻断；所述三相电流型可控整流器中输出的直流电流Id。经直流电感Ldc作为后续三相电 流型并网逆变器输入信号，所述三相电流型并网逆变器输出信号iku、、和ikw经三相滤波 器CL滤波后，以三相正弦波电流馈送至交流电网；所述构成三相电流型全控整流器和三相电流型全控逆变器的全控型功率开关管 T11-T16和全控型功率开关管Τ21- ^6为全控器件，分别以PWM11-PWM16和PWM21-PW1C6空 间矢量脉宽调制信号SVPWM进行控制；设置由数字信号处理器DSP和现场可编程门阵列FPGA构成的控制器，所述永磁同 步发电机Ml输出的电流信号ia、ib和i。、电压信号va，vb和v。，所述电流型全控整流器输出 的直流电流信号Id。，所述电流型全控逆变电路输出的并网电流信号iu，iv* iw，所述电流型 全控逆变电路输出的电压信号 、和Vw、电网电压信号％， 和 分别经采样电路接入所 述控制器中数字信号处理器DSP的采样信号输入端，由所述控制器根据采样信号动态生成 分别用于控制全控型功率开关管T11-T16和T21-D6通断的实时空间矢量脉宽调制SVPWM 控制脉冲信号 PWM11-PWM16 和 PWM21-PW1C6。与已有基于永磁同步发电机的直驱风力发电系统相比，本实用新型的有益效果体 现在1、本实用新型采用了全控功率开关管T11-T16和快速二极管D11-D16构成三相电 流型全控整流桥作为永磁同步发电机Ml输出整流拓扑结构。由于所采用的器件为全控型 器件，永磁同步发电机Ml的输出功率(有功或无功功率)的控制可以采用更加灵活的控制 策略和先进的永磁同步发电机Ml的控制方法，如转子磁场定向控制方法。这样理论上永磁 同步发电机的输出功率因素可以控制为1，与传统不可控整流拓扑相比，可以有效地提高风 力发电机的运行效率。2、本实用新型可采用全控电力电子开关T21-D6和快速二极管D21-拟6组成电流 型全控逆变电路。全控电力电子开关可以是电力电子器件绝缘栅双极性晶体管IGBT或对 称门极换流晶闸管IGCT，由于绝缘栅双极性晶体管IGBT或对称门极换流晶闸管SGCT比普 通开关器件GTO高，这样电流型全控逆变电路的工作频率可以远离输出滤波电路的谐振频 率，从而便利输出滤波参数的优化选择。同时，由于电力电子开关器件缘栅双极性晶体管 IGBT的工作频率高，串联在直流环节的直流电感Ldc的设计值也可以大大下降，从而可以 降低系统成本。
图1为本实用新型电路原理图；图2(a)为本实用新型中永磁同步发电机Ml的输出电流；图2(b)为本实用新型中 三相全控整流器输出直流侧电流；图2(c)为本实用新型中电流型逆变器输出u相并网电流 iu和电网u相电压eu;图3为本实用新型中三相全控电流型变换器开关矢量11-19 ；[0015]图4(a)为本实用新型中三相全控电流型逆变器基于电网电压定向控制单位功率 因素下的输出电流、输出滤波电容和并网电流的矢量图；图4(b)为本实用新型中三相全控 电流型逆变器基于电网电压定向控制的控制框图；图5(a)本实用新型中现场可编程门阵列FPGA产生空间矢量脉宽调制SVPWM控制 脉冲信号的原理；图5(b)为本实用新型中第一扇区六个开关管T11-T16的开关状态；图6(a)为本实用新型中载波频率为600Hz时，电流型逆变控制器u相桥臂的开关 管Tll，T14在六个扇区的门极控制脉冲波形以及u相输出电流iku的波型；图6 (b)为本实 用新型中载波频率为5kHZ时电流型逆变器输出三相并网电流动态变化过程；图6(c)为本 实用新型中载波频率为5kHZ，给定电流有功id、无功i,分量动态变化；图7(a)为本实用新型中永磁同步发电机Ml基于转子磁场定向控制矢量图；图 7(b)为本实用新型中永磁同步发电机Ml基于转子磁场定向控制框图；图8(a)为本实用新型中额定功率运行情况下永磁同步发电机Ml输出三相电流， 其THD值分别为0.6%、0. 72%和0.5% ；图8(b)为本实用新型中对应的永磁同步发电机 Ml输出三相交流电流的直轴电流分量igd和交轴分量电流，此时，直轴电流分量值igd为 零，交轴分量电流值为额定值；图8(c)为本实用新型中对应三相全控整流器输出的直流 电流。
具体实施方式
如图1所示，设置永磁同步发电机Ml与风力机M2同轴相连，构成直驱风力发电系 统。当风速达到系统切入风速时，在风力机M2的驱动下永磁同步发电机输出交流电流ia， ib和i。，如图2(a)所示。永磁同步发电机Ml的定子交流电流信号输出端串联由绝缘栅功 率开关管IGBT T11-T16和快恢复功率二极管D11-D16组成的三相电流型全控整流器进行 整流，得到直流电流Id。，如图2(b)所示；直流电源串联于由全控型绝缘栅功率开关管IGBT T21-T26和快恢复功率二极管D21-拟6组成的三相电流型并网逆变器；直流电感Ldc的作 用是为了减少直流电流Id。的波动，从而减少三相电流型并网逆变器的谐波电流。以功率 二极管D11-D16和功率二极管D21-拟6分别使对应设置的全控型绝缘栅功率开关管IGBT T11-T16及和T21-D6可反向阻断；三相电流型可控整流器中输出的直流电流Ide经直流电 感Ldc作为后续三相电流型并网逆变器输入信号，三相电流型并网逆变器输出电流经三相 滤波器CL滤波后，以单位功率因素的三相正弦波电流馈送至交流电网，如图2(c)所示。图1所示的三相电流型全控整流器和三相电流型并网逆变器中的绝缘栅功率开 关管IGBT T11-T16和T21-D6采用电流型空间矢量SVPWM方法进行控制，以三相电流型并 网逆变器控制具体说明如下1、三相电流型并网逆变器三个桥臂的全控型绝缘栅功率开关管IGBT开关状态共 有9种组合，对应每种组合电流型并网逆变器输出电流对应一个开关矢量，共有9个开关矢 量Il 19，其中Il 16为有效矢量，其模值为2Id。/Sqrt(3)，17 19为零矢量，其模为 零。这样9个矢量就可以将平面分成六个扇区，如图3所示。2、三相电流型空间电流矢量调制SVPWM方法就是利用三相电流型的9个开关矢量 进行相应的矢量合成，使合成的矢量等于指令电流矢量Γ，如当指令电流矢量处于第ι扇区 时，即可以由电流矢量Il和16进行合成。若指令电流矢量为三相对称正弦电流，则对应的指令电流矢量运动轨迹必为圆形轨迹，在一定的开关频率条件下，合成电流矢量的运动轨 迹为多边形准圆轨迹。当开关频率越高，实际电流就越逼近指令电流。3、数字信号处理器DSP对三相电流型并网逆变器并网电流iu，‘和、进行采样；4、根据Park变换理论，数字信号处理器DSP将所采样的并网电流iu，iv和iw变换 成同步旋转dq坐标下的直轴分量id和交轴分量、采用电网电压矢量定向控制，即电网电 压矢量作为定向矢量来控制有功电流Id，超前电网电压矢量90°的方向作为无功的方向来 控制无功电流I,；在电网电压矢量定向控制方法中，同步旋转dq坐标轴d轴的位置始终与 定子电压空间矢量Vs重合，电网电压的空间矢量矢量角θ s通过锁相PLL获得；如图4(a) 所示；其中β表示两相静止坐标系；dq表示两相旋转坐标系；9s表示d轴与α轴之间 的夹角，当电压空间矢量Vs指定到d轴时，也是电压空间矢量Vs与静止坐标系α轴之间的 夹角；θψ表示逆变器输出电流矢量与d轴之间的夹角；ω3表示电压空间矢量的旋转速度； id和、分别表示流入电网中的电流矢量的dq轴分量；ig㈩。表示流经滤波电容的电流矢量； ik表示逆变器输出电流矢量；分别表示滤波电容和电感上的电压矢量；将、和 i,分别与其给定值i/和比较，得到的偏差经PI调解形成电流型逆变器输出电流的指令 值idMf和i_f，控制框图如图4(b)所示；其中，Id。为三相全控整流器输出的直流电流；abc/ dq表示a、b、c三相坐标到d、q旋转坐标变换；dq/α β表示从dq旋转坐标到静止α β坐 标变换；PLL为锁相环节；C compensation为电容电流补偿环节；arctan (i/id)表示求反正 切；5、根据上述指令值，数字信号处理器DSP计算出电流型逆变器下一 个载波周期将要输出电流矢量所在的扇区号W以及合成这个电流矢量所需要的控制时间 TiqJ11和T12，同时数字信号处理器DSP根据锁相的结果将所计算的时间Tltl、！^11和T12经I/ 0 口送至现场可编程门阵列FPGA ；现场可编程门阵列FPGA根据所接受的数据附以及TltlJ11和T12，设置计数器计数 产生三角波，每个时钟周期计数器加1或减1并与T1(l、T11, T12相比较，当发生比较匹配时， 即计数器的值与Τ1(ι、τη、τ12分别相等时，即按预先设定的波形进行发波，例如，当m等于1， 即电流矢量在第一扇区时，现场可编程门阵列FPGA产生T21-D6每个开关管所需要的实时 控制脉冲信号PWM11-PWM16，据此则可以得到在第一扇区时，一个三角载波周期八内U，V，W 三个桥臂上综合的控制信号，如图5(a)所示，图中U、V、W表示对应电流型逆变器三相桥的 三个桥臂，Tltl，T11和T21为矢量零，矢量Il和矢量16的作用时间；“1”表示上桥臂全控型绝 缘栅功率开关管IGBT导通，“_1”表示下桥臂全控型绝缘栅功率开关管IGBT导通，“0”表示 同一桥臂上没有功率开关管导通；图5(b)为对应的电流型逆变器六个电力电子开关T11、 T12、T13、T14、T15、T16的开关状态，其中，“ 1”表示开通状态，“0”表示断开状态；当电流型 逆变器输出电流变化一个周期时，输出电流矢量将遍历6个扇区，现场可编程门阵列FPGA 所产生的空间矢量脉宽调制SVPWM控制脉冲信号序列，以U相为例，如图6 (a)所示，其中图 最上方的VI、I、II、III、IV、V表示扇区号，为了清楚示意波形的构成，其中的开关频率设为 600Hz ；图6(b)为对应电流型逆变器输出三相并网电流动态变化过程。图6(c)为载波频率 为5kHZ时，电流型逆变器输出三相并网电流对应dq坐标下交轴电流i,和直轴电流id动态 变化过程。永磁同步发电机的控制同样采用空间矢量脉宽调制SVPWM方法。具体实施方法如下三相交流电流采样信号ia、ib、i。和三相输出交流电压采样信号va、vb, Vc分别经 采样电路接入所述数字信号处理器DSP控制器的采样信号输入端，由数字信号处理器DSP 控制器根据转子磁场定向矢量控制算法动态计算生成空间矢量脉宽调制SVPWM控制脉冲 信号的三个电流矢量作用时间参数T1(l、Tn、T12和永磁同步发电机输出电流下一控制周期中 输出电流的空间矢量所在的扇区号Ν2并传给现场可编程门阵列FPGA，现场可编程门阵列 FPGA根据上述时间参数T2(1、UP T22和扇区号队动态生成用于控制电力电子开关Τ11-Τ16 通断的实时空间矢量脉宽调制SVPWM控制脉冲信号，从而动态控制永磁同步发电机输出电 流的有功和无功分量。具体实施步骤如下1、数字信号处理器DSP对三相永磁同步发电机Ml输出电流ia、ib和i。和三相输 出交流电压va、Vb和V。进行采样；2、根据Park变换理论，利用数字信号处理器DSP计算功能将采样电流ia，ib和i。 变换成同步旋转d_q坐标下的直轴分量igd和交轴分量；3、采用转子磁场定向控制方法，即转子磁场矢量作为定向矢量来控制有功电流 igd，超前转子磁场矢量90°的方向作为无功的方向来控制无功电流；在转子磁场矢量 定向控制方法中，同步旋转d_q坐标轴d轴的位置始终与转子磁场矢量Ψ^重合，并以与转 子速度相同的转速旋转，如图7(a)所示，其任意时刻的角度θ ^可以通过增量式编码器获 得或者通过永磁同步发电机Ml无速度传感器控制算法获得；其中α β表示两相静止坐标 系；dq表示两相旋转坐标系；θ sgs表示d轴与α轴之间的夹角，当转子磁链矢量指定到d 轴时，也是转子磁链矢量与静止坐标系α轴之间的夹角；Qsgw表示整流器输入电流矢量与 d轴之间的夹角表示定子频率；igd、iM分别表示永磁同步发电机输出电流矢量的dq轴 分量；ig。、igcd和分别表示表示流经滤波电容的电流矢量及在dq轴上的分量；Igw表示 整流器输入电流矢量；Vg定子电压矢量；Vta表示永磁同步发电机同步电感电压降；4、将igd和分别与其给定值和ig(；比较，得到的偏差经PI调节形成电流型 逆变器输出电流的指令值igd,ef和ig(ffef，控制框图如图7(b)所示，其中，abc/dq表示abc到 dq变换；dq/α β表示dq坐标到α β坐标变换；PLL为锁相环节；C compensation表示电 容电流补偿；arctanG/id)为求反正切；5、根据上述指令值igd,ef和，数字信号处理器DSP计算出电流型逆变器下一个 载波周期将要输出电流矢量所在的扇区号N2以及合成这个电流矢量所需要的控制时间参 数T2Q、T21和T22并送至现场可编程门阵列FPGA ；6、现场可编程门阵列FPGA根据所接受的数据N2以及T2(I、T21和T22，设置计数器计 数产生三角波，每个时钟周期计数器加1或减1，并与Τ2(Ι、Τ21和T22相比较，当发生比较匹配 时，即时钟周期计数器的值分别等于T2(l、T21和T22的值时，现场可编程门阵列FPGA产生空 间矢量脉宽调制SVPWM控制脉冲信号序列PWM11-PWM16，在所述空间矢量脉宽调制SVPWM控 制脉冲信号序列PWM11-PWM16控制下，三相电流型整流器将永磁同步发电机Ml发出的三相 交流电流，如图8(a)所示，整流成直流电流Id。，如图8(b)所示；图8(c)所示为对应的直轴 电流igd和交轴电流的对应变化情况；进一步测试表明，永磁同步发电机Ml的输出电流 ia, ib和i。的THD分别为0. 6%、0. 72%和0. 5%。，与不可控整流电路相比，其值大幅减小。
权利要求1.基于双SVPWM电流型变换器的直驱风力发电系统，其特征是 设置永磁同步发电机Ml与风力机M2同轴相连，在所述永磁同步发电机Ml的定子交 流电流信号输出端串联由全控型功率开关管T11-T16和快恢复功率二极管D11-D16组成 的三相电流型全控整流器、直流电感Ldc，以及由全控型功率开关管T21-D6和快恢复功率 二极管D21-拟6组成的三相电流型并网逆变器；以所述功率二极管D11-D16和功率二极管 D21-D26分别使对应设置的全控型功率开关管T11-T16及全控型功率开关管T21-D6可反 向阻断；所述三相电流型可控整流器中输出的直流电流Id。经直流电感Ldc作为后续三相电 流型并网逆变器输入信号，所述三相电流型并网逆变器输出信号iku、、和ikw经三相滤波 器CL滤波后，以三相正弦波电流馈送至交流电网；所述构成三相电流型全控整流器和三相电流型全控逆变器的全控型功率开关管 T11-T16和全控型功率开关管Τ21- ^6为全控器件，分别以PWM11-PWM16和PWM21-PW1C6空 间矢量脉宽调制信号SVPWM进行控制；设置由数字信号处理器DSP和现场可编程门阵列FPGA构成的控制器，所述永磁同步发 电机Ml输出的电流信号ia、ib和i。、电压信号va，vb和v。，所述电流型全控整流器输出的直 流电流信号Id。，所述电流型全控逆变电路输出的并网电流信号iu，iv* iw，所述电流型全控 逆变电路输出的电压信号 、和Vw、电网电压信号eu，ev* ew分别经采样电路接入所述控 制器中数字信号处理器DSP的采样信号输入端，由所述控制器根据采样信号动态生成分别 用于控制全控型功率开关管T11-T16和T21-D6通断的实时空间矢量脉宽调制SVPWM控制 脉冲信号 PWM11-PWM16 和 PWM21-PW1C6。
专利摘要本实用新型公开了一种基于双SVPWM电流型变换器的直驱风力发电系统，其特征是设置永磁同步发电机M1与风力机M2同轴相连，在永磁同步发电机M1的定子交流电流信号输出端串联三相电流型全控整流器、直流电感和三相电流型并网逆变器；构成三相电流型全控整流器和三相电流型全控逆变器的全控型功率开关管为全控器件，分别以PWM11-PWM16和PWM21-PWM26空间矢量脉宽调制信号SVPWM进行控制。本实用新型同时实现永磁同步发电机的变速控制和电网侧的同步并网控制。
文档编号H02J3/38GK201821118SQ201020546239
公开日2011年5月4日 申请日期2010年9月25日 优先权日2010年9月25日
发明者丁明, 张健, 张国荣, 杜燕, 汪海宁, 苏建徽, 茆美琴 申请人:合肥工业大学