专利名称：电流估计电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电流估计电路，其在使用电感器伴随开关元件的导通和截止的能量积聚和释放动作来将交流或直流输入电源电压转换成期望的直流输出电压的开关电源设备中估计流经电感器的电流。
背景技术：
在开关电源设备中，存在检测流经电感器的电流且控制输入电流或输出电流的开关电源设备。将交流输入电流控制成正弦波形且抑制到交流电源的谐波电流的这种功率因子校正电路等已知为其一个示例。
图10是示出功率因子校正电路的已知示例的电路图，该功率因子校正电路具有与专利文献1所示的功率因子校正电路相同的配置。在作为升压斩波型功率因子校正电路的已知示例中，交流电源1的输出由全波整流器3整流，并且整流器3的输出电压经由电感器4施加到MOSFET 5。电感器4根据MOSFET 5的导通和截止来累积和释放能量，并且经由二极管6将所释放的能量供应给平滑电容器7。此时，在电流检测电阻器10的任一端生成与流经电感器4的电流(电感器电流)相对应的电压。接下来，将给出对以校正功率因子的方式控制MOSFET 5的导通和截止的控制电路100的描述。平滑电容器7的端电压(S卩，从输出端加和2b输出的直流输出电压)由电阻器103和104构成的分压电路分压。于是，电压误差放大器105检测分压相对于基准电压106的误差，并且输出指示该误差的误差信号。同时，作为正电压的整流器3的输出电压由电阻器101和102所构成的分压电路分压。乘法器107执行将分压乘以以上所述的误差信号的计算，并且输出该计算的结果作为电流命令。电流误差放大器108检测电感器电流相对于电流命令的误差，并且输出指示该误差的误差信号。于是，PWM比较器110比较误差信号与载波信号109，并且输出与误差信号的值相对应的占空比栅控信号。栅控信号经由栅极驱动器111输入到MOSFET 5的栅极。因此，以电感器电流与电流命令一致的方式控制MOSFET 5的导通-截止时刻，由此直流输出电压被控制成变成基准电压106所指定的电压，并且电感器电流的平均值被控制成正弦波形。虽然相位补偿组件设置在电压误差放大器105和电流误差放大器108中的每一个中，但是它们可从图10中省略。同样，用于调节输入到电流误差放大器108的反相输入端的信号的极性和大小的反相放大器电路设置在电流检测电阻器10与电流误差放大器108的反相输入端之间，但是同样可省略该反相放大器电路。迄今为止所描述种类的控制被称为平均电流控制，并且其优点在于，即使当其中存在电感器电流每一开关周期返回到零的周期的非连续模式以及其中电感器电流每一开关周期不返回到零的连续模式混合时，在交流输入电流中也几乎不存在失真。然而，当电流检测电阻器10检测到电感器电流(如以上所描述的)时，发生的问题是开关电源设备的容量越大，电流检测电阻器10的功率损耗越大，并且转换效率降低。作为对策，有可能通过使用结合霍尔元件的DCCT(DC电流互感器)等代替电流检测电阻器 10来减少功率损耗，但是由于DCCT比较昂贵，所以使用该DCCT导致设备成本的增加。图11示出其中相对较低成本的ACCT (AC电流互感器)8和8a被用作电流检测装置的已知示例。在该已知示例中，流经MOSFET 5的电流由ACCT 8检测，流经二极管6的电流由ACCT 8a检测，并且这些电流在电流检测器电路300a中合成。因此，与流经电感器4 的电流相对应的信号从电流检测器电路300a输出。图12示出电流检测器电路300a的配置的示例。电流检测器电路300a包括由设置在ACCT 8的次级线圈之间的齐纳二极管301a和30 构成的限压器、由设置在ACCT 8a 的次级线圈之间的齐纳二极管30 和306a构成的限压器、分别对ACCT 8和8a的输出信号整流的二极管303a和307a、以及连接在二极管303a和307a的阴极连接点(信号合成点)与接地点之间的电阻器30 ，其中与流经电感器4的电流相对应的信号电压从信号合成点输出。同时，在专利文献2中，描述了使用ACCT以及对电容器的充电和放电来估计DC/DC 转换器的电感器电流的一种技术。相关技术文献专利文献专利文献1 JP-A-2007-209130 (Fig. 5)专利文献2 JP-A-2003-348830本发明的概要本发明要解决的问题在图11所示的已知示例的情况下，有可能降低伴随电流检测的功率损耗，但是当使用两个ACCT 8和8a时，出现诸如部件数量增多和部件安装空间增大之类的问题。此外， 在已知电路的情况下，随着MOSFET 5截止时出现的浪涌电压因ACCT 8和8a的初级侧线圈电感以及使ACCT 8和8a彼此连接的布线的电感的作用而增大，MOSFET 5的开关损耗增加， 并且存在由此将不能实现改进转换效率的目的的危险。同时，专利文献2中所描述的技术假设电感器的电感值是恒定的。S卩，在这种假设下，有可能用相对较高的精度计算截止周期中的电感器电流。然而，存在电流增加越多、电感值降低越多的各种电感器。例如，诸如使用铁粉芯 (dust core)作为芯材料之类的电感器呈现电感值根据电流的增大而降低的趋势。同样，电感器的电感值根据直流电流量(DC成分)而变化，即使流经电感器的电流的变化范围相同(即，即使电流的最大值与最小值的差值相同)，并且一般而言，直流电流量越大，电感值越低。在专利文献2所描述的技术的情况下，由于对这种电感值变化不能作出响应，因此难以稳定地估计流经电感器的电流。鉴于这种情形所设计的本发明的目的在于，提供一种电流估计电路，该电流估计电路可实现成本的降低、小型化和对开关损耗的抑制，并且高精度地估计流经电感器的电流，而不管电感器的电感值变化如何。解决这些问题的手段本发明是一种电流估计电路，其在使用电感器伴随开关元件的导通和截止的能量积聚和释放动作来将交流或直流输入电压转换成直流输出电压的开关电源设备中估计流经电感器的电流，其中为了实现以上所述的目的，该电路包括检测流经开关元件的电流且输出相应信号电压的电流检测装置；由来自电流检测装置的信号电压充电的电容器；计算电容器的端电压的放大因子的装置；检测输入电压的瞬时值的绝对值和直流输出电压的瞬时值的瞬时值检测装置；基于电容器的端电压的放大因子、输入电压的瞬时值的绝对值、以及直流输出电压的瞬时值来计算电容器的端电压在开关元件的截止周期中的缩减因子的装置；以及将电容器放电以使电容器的端电压根据开关元件的截止周期中的缩减因子降低的放电装置。根据该配置，有可能根据电容器的端电压来估计流经电感器的电流。电流检测装置可包括电流互感器。然后，例如，AC电流互感器被用作电流互感器。防止电流从电容器放电的防放电电路可设置在电流检测装置和电容器之间。防放电电路可包括防止电流放电的二极管。同样，防放电电路可包括在开关元件导通和截止的时刻导通和截止的开关电路。例如，微分电路被用作计算电容器的端电压的放大因子的装置。有可能提供具有使用电容器作为微分计算组件的配置的微分电路。微分电路可具有其反相输入端连接到电容器的一端的运算放大器、基准电位被输入到运算放大器的非反相输入端、以及电阻器连接在运算放大器的反相输入端和输出端之间的配置。电流估计电路还可包括电压选择装置，该电压选择装置选择来自电流检测装置的信号电压和电容器的端电压中的较高的一个电压作为估计流经电感器的电流的电压。同样，电压选择装置还可选择在来自电流检测装置的信号电压为零时的相应基准电压和电容器的端电压中的较高的一个电压作为估计流经电感器的电流的电压。电流估计电路还可包括电压选择装置，该电压选择装置选择在来自电流检测装置的信号电压为零时的相应基准电压和电容器的端电压中的较高的一个电压作为估计流经电感器的电流的电压。通过将电容器的端电压的放大因子取为+di/dt，将输入电压的瞬时值的绝对值取为vin，并且将直流输出电压的瞬时值取为vo，电容器的端电压的缩减因子通过计算(+di/ dt) · (vo-vin)/vin 来获取。本发明的优点根据本发明，由于有可能使用流经开关元件的电流来估计开关电源的截止周期中的电感器电流，因此不需要检测截止周期中的电感器电流的电流检测装置。因此，有可能实现成本的降低和小型化，并且有可能降低关于电流检测装置的布线的电感，由此抑制该布线电感所引起的开关损耗。此外，根据本发明，当流经开关元件的电流的放大因子根据电感器的电感值的变化而变化时，根据与变化的放大因子相称的缩减因子使电容器放电，意味着即使当电感值变化时也有可能准确地估计流经电感器的电流。附图简述[图1]图1是示出应用根据本发明的电流估计电路的开关电源设备的配置的一示例的电路图。[图2]图2是示出电流检测器电路的一具体示例的电路图。[图3]图3是示出电流估计电路的一具体示例的电路图。
[图4](A)示出用于示出图3的电流估计电路在连续模式中的动作的波形图，而 (B)示出用于示出相同电路在间歇模式中的动作的波形图。[图5]图5是示出电流估计电路的配置的另一示例的电路图。[图6]图6是示出微分电路的配置的另一示例的电路图。[图7]图7是示出防放电电路的配置的另一示例的电路图。[图8]图8是示出电流估计电路的配置的另一示例的电路图。[图9](A)示出用于示出图8的电流估计电路在连续模式中的动作的波形图，而 (B)示出用于示出相同电路在间歇模式中的动作的波形图。[图10]图10是示出第一已知示例的电路图。[图11]图11是示出第二已知示例的电路图。[图12]图12是示出图11的已知示例中的电流检测器电路的一具体示例的电路图。用于实现本发明的模式图1是升压斩波型功率因子校正电路的电路图，该升压斩波型功率因子校正电路被示为应用根据本发明的电流估计电路的开关电源设备的配置的一示例。在图1中，对与图11所示的组件相同或共同的组件给予相同的附图标记。在下文中，将省略对相同或共同组件的描述。在图11所示的已知示例中，流经二极管6的电流(即，在MOSFET 5的截止周期期间流经电感器4的电流)由作为AC电流互感器的ACCT 8a检测。然而，在本发明的实施例中，由于在截止周期中电感器由图1所示的添加到控制电路100的电流估计电路200估计， 因此省略ACCT 8a。 首先，参考图2，将给出对连接到ACCT 8的电流检测器电路300的一具体示例的描述。电流检测器电路300包括由串联连接在ACCT 8的次级线圈之间的齐纳二极管301和 302构成的限压器、对ACCT 8的输出信号整流的二极管303、以及连接在二极管303的阴极与接地点之间的电阻器304。与在MOSFET 5的导通周期中流经电感器4的电流相对应的信号从电流检测器电路300输出。以上所述的限压器被设置成使激励ACCT 8的铁芯的激励电流在MOSFET 5的截止周期中实际上为零。接下来，参考图3，将给出对电流估计电路200的一具体示例的描述。电流估计电路200包括包括运算放大器401和二极管402的防放电电路400 ；连接在防放电电路400 的输出端和接地点之间的电容器201 ；对电容器201的端电压求微分的微分电路500 ；保持微分电路500的输出信号值的采样和保持电路202，采样和保持电路202连接到微分电路 500 ；将采样和保持电路202的输出乘以除法器206的输出的乘法器203 ；以及由乘法器203 的输出控制的压控电流源204。在此，防放电电路400输出与通过用作电压跟随器来输入的电压相等的电压，并且使用二极管402来执行防止电容器201的电荷在防放电电路400和电流检测器电路300侧上放电(即，防止电容器201的电荷经由运算放大器401的输出端放电)的功能。在此，当将输入电压(图1的实施例中的整流器3的输出电压)的瞬时值的绝对值取为vin、从端子加和2b输出的直流输出电压的瞬时值取为vo、将电感器4的电感值取为L、并且将在MOSFET 5导通的周期中流经电感器4的电流放大因子取为(+di/dt)时，电流放大因子如在以下方程(1)中表达。+di/dt = vin/L (1)同样，当将在MOSFET 5截止的周期中流经电感器4的电流的缩减因子取为(_di/ dt)时，电流缩减因子如在以下方程(2)中表达。-di/dt = (vo-vin)/L (2)当从方程(1)和⑵删除L时，获取以下方程(3)。-di/dt = {(vo-vin)/vin} X (+di/dt) (3)如从方程(3)清楚可见，电流缩减因子(-di/dt)可通过将电流放大因子(+di/dt) 乘以比例因子(vo-vin)/vin来获取。同时，具有与输入电压的瞬时值vin相对应的电压值vin’的分压从由图1所示的电阻器101和电阻器102构成的分压器电路输出，并且同样，具有与直流输出电压的瞬时值 VO相对应的电压值vo’的分压从由图1所示的电阻器103和电阻器104构成的分压器电路输出。在该实施例中，电阻器101至104的值被设置成使两个分压器电路的分压比率相等。因此，以下方程⑷的关系在方程(3)的比例因子(vo-vin)与分压器电路的输出电压值vin’和vo，之间建立。(vo-vin)/vin = (vo，-vin，)/vin， (4)同时，图1所示的电流检测器电路300的输出电压vis被输入到图3所示的防放电电路400。因此，图3的电容器201由具有与在MOSFET 5导通的周期中电流检测器电路 300的输出电压vis的波形相同的波形的电压充电。此时，电容器201的端电压的峰值与 MOSFET 5截止时流经电感器4的电流的初始值相对应。微分电路500对电容器201的端电压值vs求微分，并且输出表示M0SFET5导通时流经电感器4的电流的电流放大因子(+di/dt)的信号。采样和保持电路202基于图1所示的PWM比较器110的输出信号vpwm来读取电流放大因子(+di/dt)的值，其指定MOSFET 5导通的周期并保持MOSFET 5截止的周期的值。同时，与瞬时值vo相对应的电压值vo’减去与瞬时值vin相对应的电压值vin’ 的计算(VO’-Vin’)在减法器205中进行，并且同样，减运算(V0’-Vin’)的结果除以电压值vin’的计算(vo’ -vin' )/vin'在除法器206中进行。如从方程(4)清楚可见，比例因子(vo-vin)/vin从除法器206中的计算获取。采样和保持电路202中所保持的电流放大因子(+di/dt)的值乘以比例因子 (vo-vin)/vin的方程(3)的计算在乘法器203中进行，由此获取在MOSFET 5截止的周期中流经电感器4的电流的缩减因子(-di/dt)。压控电流源204根据MOSFET 5的截止周期中的缩减因子(_di/dt)使电容器201 放电。由此，电容器201的端电压值vs的缩减因子与在MOSFET 5的截止周期中流经电感器4的电流的缩减因子一致。S卩，电容器201的端电压值vs增大与MOSFET 5的导通周期中的电流放大因子 (+di/dt) 一致的放大因子，并且减少与MOSFET 5的截止周期中的电流缩减因子(-di/dt) 一致的缩减因子。以此方式，根据该实施例，由于电容器201的端电压值vs与流经电感器4的电流相对应，因此尽管不使用图11所示的ACCT 8a，也有可能根据电容器201的端电压值vs来估计在MOSFET 5的截止周期中流经电感器4的电流。图4㈧示出用于示出电流估计电路200在连续模式(其中电感器电流每一开关周期不返回到零的模式)中的动作的波形图，而图4(B)示出用于示出相同电路200在间歇模式(其中电感器电流每一开关周期返回到零的模式)中的动作的波形图。在这些示图中，(a)例示指定MOSFET 5的导通周期和截止周期的PWM比较器 110(参照图1)的输出信号vpwm的波形，(b)例示在MOSFET 5的导通周期中的电容器201 的端电压的波形(参见实线)和在MOSFET 5的截止周期中的电容器201的端电压的波形 (参见虚线)，而(c)例示流经电感器4的电流的波形。如从图4清楚可见，由于电容器201的端电压vs以与电感器电流iL相同的模式增加和降低，因此端电压vs与电感器电流iL相对应。因此，在该实施例中，根据从电流估计电路200输出的电容器201的端电压vs的值来估计电感器电流iL的值。与电感器电流 iL相对应的电容器201的端电压vs被输入到先前所述的误差放大器18，如图1所示。图5示出电流估计电路200的配置的另一示例。通过使用具有所示配置的微分电路500a，图3所示的电容器201可从电流估计电路200中省略。微分电路500a具有包括输入电容器501、反馈电阻器205和运算放大器503的已知配置，其中输入电容器501还被用作电容器201的替换装置。输入电容器501的一端连接到运算放大器503的反相输入端，作为基准电位的地电位被输入到运算放大器503的非反相输入端，并且反馈电阻器502连接在运算放大器503的反相输入端和输出端之间。在此，假设如图1所示的电流检测器电路300的输出电压vis正在上升，电容器 501经由防放电电路400充电，以使端电压变成vis( = vs)。此时，电容器501的充电电流 i沿着从防放电电路400通过电容器501和电阻器502到运算放大器503的输出端的路径流动。然后，通过将电容器501的静电电容取为C5tll，建立(1/C5(11) f idt = vs的关系，因此电容器501的充电电流i与电压vis( = vs)的微分值相对应。同时，由于运算放大器503的反相输入端通过虚拟短路置于地电位(0伏)，因此当将反馈电阻器502的电阻值取为Ii5tl2时，运算放大器503的输出电压-i乘以Ii5tl2还是与电压vis( = vs)的微分值成比例的值。微分电路500a以以上所述的方式动作。然后，如以上所述的，运算放大器503的反相端通过虚拟短路置于地电位。因此，根据电流估计电路200，由于作为微分电路500a的组件的电容器501的充电和放电动作与电容器201的动作相同，因此电容器501还具有电容器201的功能，意味着有可能减少所使用的电容器的数量。具有图6所示的这种配置的微分电路可代替微分电路500a来应用。微分电路500a 具有其中输入电阻器504串联连接到图5所示的微分电路的电容器501且反馈电容器505 并联连接到相同电路的反馈电阻器502的已知配置。还可给予设置在图3所示的电流估计电路200中的微分电路500如图5和6中的示例所示种类的配置。同时，在图3和图5所示的防放电电路400的情况下，当电容器201和501的电容值低时，由于二极管402的接合电容或反向恢复特性的作用，电容器201和501可在MOSFET 5 (参见图1)的导通-截止时刻充电或放电，在此情况下电流估计电路200的输出电压vs和流经电感器4的电流不再准确地对应。为了避免以上所述种类的问题，图7所示的防放电电路400由使用运算放大器的电压跟随器电路401a和连接到电压跟随器电路401a的输出端的开关电路40 构成。在该防放电电路400的情况下，由于使用PMW比较器100(参见图1)的输出信号 vpwm来控制开关电路40 (即，由于开关电路40 在MOSFET 5导通的时刻导通，而开关电路40 在MOSFET 5截止的时刻截止)，因此可避免以上所述的问题，其中由于二极管402 的接合电容或反向恢复特性的作用电容器201充电或放电。选取其寄生电容小于电容器201或电容器501的电容，并且此外，电容器201或电容器501伴随其导通-截止动作的电荷变化较小的电路配置的开关电路作为开关电路40 是合乎需要的。同时，在图1所示的控制电路100的情况下，正和负电源通常被用作控制电源，但是还可能使用单个电源作为控制电源以实现对电源配置的简化。当使用单个电源作为控制电源时，通常控制基准电位是偏压。图8示出嵌入使用以上所述单个电源的控制电路中的电流估计电路200的配置的一示例。电流估计电路200的防放电电路400b包括运算放大器401b、串联连接到运算放大器401b的输出端的开关电路402b、其中每一个的一端连接到运算放大器401b的非反相输入端的分压电阻器40 或404b、其一端连接到运算放大器401b的反相输入端的电阻器 40 、以及连接在运算放大器401b的反相输入端和输出端之间的电阻器406b。在防放电电路400b中，经由电阻器405b施加偏压Vbiasl，并且经由分压电阻器 40 施加偏压Vbias2(被设为比偏压Viabsl的值大的任何值)。经由分压电阻器404b输入电压vis。同时，尽管电流估计电路200的微分电路500b的配置与图5所示的微分电路500a 的配置相等，但偏压Vbiasl作为基准电位施加到运算放大器50 的非反相输入端。同样， 与图5的反馈电阻器502相对应的反馈电阻器502b连接在运算放大器50 的反相输入端和输出端之间。分压电阻器40 和404b的分压比率被调节成当图1所示的电流检测器电路300 的输出信号vis为零时运算放大器401b的非反相输入端的电压为Vbiasl，由此当信号值 vis为零时运算放大器401b的输入电压visb为零。最大值电路207比较电容器501b的端电压vsb和运算放大器401b的输出电压 visb，输出VSb作为电压VS (其表示VSb彡Visb时的电感器电流)，并且输出Visb作为电压VS (其表示VSb < Visb时的电感器电流)。图9(A)示出用于示出图8所示的电流估计电路200在连续模式(其中电感器电流每一开关周期不返回到零的模式)中的动作的波形图，而图9(B)示出用于示出相同电路 200在间歇模式(其中电感器电流每一开关周期返回到零的模式)中的动作的波形图。在图9中，附图标记vsb表示电容器501b的端电压。当开关电路40 导通时，电压vsb自然与运算放大器401b的输出电压visb —致。如图9所示，电压vsb、visb和vs随着作为基准电位的偏压Vbiasl的变化而变化。在此，将给出对设置最大值电路207的原因的解释。当使用包括开关电路402b的防放电电路400b时，发生以下种类的情形。S卩，如图9(B)的波形图所示，在间歇模式中电感器电流iL在MOSFET 5的截止周期中变为零。此时，由于开关电路402b截止，因此电容器501b的端电压vsb变得小于开关电路402b的输入侧上的电压visb (开关电路402b截止时的电压visb等于偏压Vbiasl)，如示图的(c)所示。当寻求根据端电压vsb来估计电感器电流时，在以上所述种类的情形中电感器电流被估计为明显的负电流。如以上所述的，最大值电路207输出visb作为电压vs，其表示 vsb < visb时的电感器电流。因此，通过设置最大值电路207，有可能避免以上所描述种类的问题，其中电感器电流被估计为负电流。使用单个电源的以上所述配置还可应用于图3和图5所示的电流估计电路200。 在此情况下，有可能将二极管402作为开关电路。同样，从图9㈧和图9(B)中清楚可见，还可能在来自电流检测器电路300的信号 Vis的信号电压为零时用信号visb来代替偏压Vbiasl作为基准电压，并且采用其作为最大值电路207的一个输入信号。同样，在该实施例中，来自交流电源1的交流电压被用作本发明的输入电压，并且被全波整流的该交流电压被用作对开关电源设备的输入，但是不限于此，电池等直流电源的直流电压还可被用作本发明的输入电压。在此情况下，该实施例为不是功率因子校正电路的开关电源设备。此外，在该实施例中，将升压电路作为一示例，但是本发明背后的思考不限于此， 本发明还可应用于降压电路、极性反转电路等。附图标记和符号的描述1交流电源2a,2b直流输出端3全波整流器4电感器5金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)6 二极管7平滑电容器8、8a AC 电流互感器(ACCT)100控制电路101、102、103、104 电阻器105电压误差放大器106基准电压107乘法器108电流误差放大器109载波信号110 PWM 比较器111栅极驱动器200电流估计电路201电容器
202采样和保持电路203乘法器204压控电流源205减法器206除法器207最大值电路300电流检测器电路400、400b防放电电路401、40 Ib运算放大器401a电压跟随器电路402 二极管402a,402b 开关电路403b、404b、405b、406b 电阻器500、500a、500b 微分电路501、501b、505 电容器502,502b,504 电阻器503、503b运算放大器
权利要求
1.一种电流估计电路，其在使用电感器伴随开关元件的导通和截止的能量积聚和释放动作来将交流或直流输入电压转换成直流输出电压的开关电源设备中估计流经所述电感器的电流，其特征在于，所述电路包括检测流经所述开关元件的电流且输出相应信号电压的电流检测装置；由来自所述电流检测装置的信号电压充电的电容器；计算所述电容器的端电压的放大因子的装置；检测所述输入电压的瞬时值的绝对值和所述直流输出电压的瞬时值的瞬时值检测装置；基于所述电容器的端电压的放大因子、所述输入电压的瞬时值的绝对值、以及所述直流输出电压的瞬时值来计算电容器的端电压在所述开关元件的截止周期中的缩减因子的装置；以及将所述电容器放电以使所述电容器的端电压根据所述开关元件的截止周期中的缩减因子降低的放电装置，其中流经所述电感器的电流从所述电容器的端电压估计。
2.如权利要求1所述的电流估计电路，其特征在于，所述电流检测装置包括电流互感
3.如权利要求2所述的电流估计电路，其特征在于，所述电流互感器包括AC电流互感器。
4.如权利要求1至3中任一项所述的电流估计电路，其特征在于，阻止来自所述电容器的电流放电的防放电电路设置在所述电流检测装置和所述电容器之间。
5.如权利要求4所述的电流估计电路，其特征在于，所述防放电电路包括阻止电流放电的二极管。
6.如权利要求4所述的电流估计电路，其特征在于，所述防放电电路包括在所述开关元件导通和截止的时刻导通和截止的开关电路。
7.如权利要求1至6中任一项所述的电流估计电路，其特征在于，计算所述电容器的端电压的放大因子的所述装置是微分电路。
8.如权利要求7所述的电流估计电路，其特征在于，所述微分电路具有使用所述电容器作为差分计算组件的配置。
9.如权利要求8所述的电流估计电路，其特征在于，所述微分电路具有其反相输入端连接至所述电容器的一端的运算放大器，基准电位被输入到所述运算放大器的非反相输入端，并且电阻器连接在所述运算放大器的所述反相输入端和输出端之间。
10.如权利要求1至9中任一项所述的电流估计电路，其特征在于，还包括电压选择装置，所述电压选择装置选择来自所述电流检测装置的信号电压和所述电容器的端电压中的较高的一个电压作为估计流经所述电感器的电流的电压。
11.如权利要求1至9中任一项所述的电流估计电路，其特征在于，还包括电压选择装置，所述电压选择装置选择在来自所述电流检测装置的信号电压为零时的相应基准电压和所述电容器的端电压中的较高的一个电压作为估计流经所述电感器的电流的电压。
12.如权利要求1所述的电流估计电路，其特征在于，通过将所述电容器的端电压的放大因子取为+di/dt，将所述输入电压的瞬时值的绝对值取为vin，并且将所述直流输出电压的瞬时值取为vo，所述电容器的端电压的缩减因子通过计算(+di/dt) · (vo-vin)/vin来获取。
全文摘要
提供一种电流估计电路，该电流估计电路可实现成本的降低、小型化和对开关损耗的抑制，并且以高精度估计电感器电流，不管电感器的电感值变化如何。流经开关元件(5)的电流由电流检测装置(8)检测，并且电容器(201)由与该电流相对应的信号电压充电。基于电容器的端电压的放大因子、输入电源电压的瞬时值的绝对值、以及直流输出电压的瞬时值来计算在开关元件(5)的截止周期中电容器的端电压的缩减因子，并且将电容器放电以使电容器的端电压降低开关元件(5)的截止周期中的缩减因子。根据电容器的端电压来估计流经电感器(4)的电流。
文档编号H02M3/155GK102577061SQ20108003603
公开日2012年7月11日 申请日期2010年12月21日 优先权日2010年2月25日
发明者西川幸广 申请人:富士电机株式会社