专利名称：Ac-dc变换器及其控制方法
技术领域：
本发明涉及把交流电カ变换成直流的AC-DC变换器。
背景技术：
现有的AC-DC变换器由整流电路和功率因数改善电路构成，将交流电カ变换成直流，该整流电路由ニ极管桥构成，该功率因数改善电路由开关元件、平滑电感、ニ极管和平滑电容构成。但是，在向功率因数改善电路的开关元件施加电压的状态下进行开关导致的开关损失大，效率变差。
于是，在非专利文献I中公开了用来降低开关损失、改善效率的AC-DC变换器。该非专利文献I为了降低开关损失而包含由开关元件、电抗和ニ极管构成的辅助电路。利用该辅助电路，实现在向功率因数改善电路的开关元件施加的电压大致为零时使该开关元件接通、断开的零电压开关，降低开关损失。另ー方面，在专利文献I中公开了增大PWM控制范围、即使在PWM控制范围的低的区域效率也高的升降压斩波电路。该专利文献I中，在轻负载电流区域以利用辅助晶体管进行通断的硬开关来工作。(在先技术文献)<专利文献1>日本特开2006-34069号公报〈非专利文献1>UC2855 数据单/Texas Instruments。
发明内容
(发明要解决的问题)由于AC-DC变换器的输入电カ是交流，所以即使负载电カ恒定时输入电力也不断地波动。在非专利文献I的AC-DC变换器中，在交流的输入电力小的期间，有因使功率因数改善电路的开关元件动作造成的损失，阻碍了更进ー步的高效率化。另外，通过把专利文献I的升降压斩波电路技术扩展到AC-DC变换器中，可以使功率因数改善电路的开关元件在轻负载电流区域停止，抑制损失。但是，在AC-DC变换器中，由于输入电カ波动，所以在重负载电流区域也有输入电カ小的期间，由于在该期间有因使功率因数改善电路的开关元件动作造成的损失，所以也阻碍了更进ー步的高效率化。 本发明的目的在于提供在从轻负载到重负载的宽广的负载电流范围内效率高的AC-DC变换器。(用来解决问题的手段)本发明的ー个方式的AC-DC变换器，包括以从交流电源把能量蓄积到主电感的方式与上述主电感串联连接的主开关元件；与直流负载并联连接的平滑电容器；从上述主电感与上述主开关元件的串联连接点朝向上述平滑电容器的正极地连接的主ニ极管；与上述主开关元件并联连接的反向井联ニ极管和缓冲电容器；在上述主开关元件的两端之间连接的辅助电感与辅助开关元件的串联电路；从上述辅助电感与上述辅助开关元件的串联连接点朝向上述平滑电容器的正极地连接的辅助ニ极管；以及控制上述主开关元件和上述辅助开关元件的控制单元， 上述控制单元具有把从上述交流电源流入的输入电流控制成与电源电压大致相同的相位的正弦波状的功率因数改善控制，从上述交流电源向上述直流负载供给电カ，其特征在于上述控制单元构成为，在预定负载以上时，在上述交流电源的每半个周期的中间出现的上述输入电流为预定值以上的期间，以在从切断上述主开关元件到接通上述主开关元件的期间把上述辅助开关元件接通的软开关模式进行控制；且在上述输入电流为预定值以下的期间，以使上述主开关元件的开关动作停止、而使上述辅助开关元件进行开关的硬开关模式进行控制。(发明的效果)根据本发明的优选实施方式，能够提供在从轻负载到重负载的宽广的负载电流范围内效率高的AC-DC变换器。本发明的其它的目的和特征在下面描述的实施例中可以清楚地看出。
图I是示出根据本发明的实施例I的AC-DC变换器的主电路构成图。图2是说明实施例I的中负载 重负载下的工作模式的图。图3是说明实施例I的轻负载下的工作模式的图。图4是说明实施例I的阈值Ith的确定方法的图。图5A是说明AC-DC变换器I的软开关模式Ml中的模式A的工作的电路图。图5B是说明该模式Ml中的模式B的工作的电路图。图5C是说明该模式Ml中的模式C的工作的电路图。图是说明该模式Ml中的模式D的工作的电路图。图5E是说明该模式Ml中的模式E的工作的电路图。图5F是说明该模式Ml中的模式F的工作的电路图。图5G是说明该模式Ml中的模式G的工作的电路图。 图5H是说明该模式Ml中的模式H的工作的电路图。图6A是说明AC-DC变换器I的硬开关模式M2中的模式A的工作的电路图。图6B是说明该模式M2中的模式B的工作的电路图。、
图6C是说明该模式M2中的模式C的工作的电路图。图6D是说明该模式M2中的模式D的工作的电路图。图6E是说明该模式M2中的模式E的工作的电路图。
图6F是说明该模式M2中的模式F的工作的电路图。图7是示出根据本发明的实施例2的AC-DC变换器的主电路构成图。图8是采用了本发明的AC-DC变换器的电动汽车的电源系统的大致构成图。
具体实施例方式下面，參照附图详细说明本发明的实施方式。在本说明书中，以与接通状态的开关元件的电压或ニ极管的正向电压降同等程度或更小的电压为零来进行说明。(实施例I) 图I是示出根据本发明的实施例I的AC-DC变换器I的主电路构成图。该AC-DC变换器I向直流负载12供给交流电源11的电力。此时，具有使来自交流电源11的输入电力的功率因数接近I的功率因数改善控制。在图I中，交流电源11连接在桥接了整流ニ极管D3fD34的ニ极管桥电路3的交流端子之间。另外，直流负载12与平滑电容器Cl并联连接。在ニ极管桥电路3的直流端子之间串联连接主电感LI和主开关元件SI，如果接通主开关元件SI，则交流电源11的能量蓄积在主电感LI中。接着，为了在切断主开关元件SI时使主电感LI中蓄积的能量释放到平滑电容器Cl，从主电感LI与主开关元件SI的串联连接点朝着平滑电容器Cl的正极地连接主ニ极管Dl。另外，在主开关元件SI的两端之间连接有辅助电感L2和辅助开关元件S2的串联电路，如果接通辅助开关元件S2，则交流电源11的能量蓄积在主电感LI和辅助电感L2中。接着，为了在切断辅助开关元件S2时使主电感LI和辅助电感L2中蓄积的能量释放到平滑电容器Cl，从辅助电感L2与辅助开关元件S2的串联连接点朝着平滑电容器Cl的阳极地连接辅助ニ极管D2。另外，D4是防反流用的ニ极管。把反向井联ニ极管DSl和缓冲电容器CSl连接到主开关元件SI。在此，作为主开关元件SI使用了 MOSFET时，作为反向并联ニ极管DSl可以利用MOSFET的寄生ニ极管。另夕卜，有时由于有主开关元件SI的寄生电容，可以省略缓冲电容器CS1。在上述主开关元件SI的两端之间连接有辅助电感L2和辅助开关元件S2的串联电路。从这些辅助电感L2与辅助开关元件S2的串联连接点朝着上述平滑电容器Cl的正极地连接辅助ニ极管D2。对于这样的主电路构成，包括控制上述主开关元件SI和上述辅助开关元件S2的控制单元4。在控制单元4上连接有检测来自交流电源11的输入电流的电流传感器13、检测输入电压的电压传感器14和检测输出电压的电压传感器15。本实施例的AC-DC变换器具有根据来自交流电源11的输入电流的大小切換工作模式的特征。用图疒图4说明工作模式的切換。图2是说明从中负载到重负载下的工作模式的图。图2中，Vin是被电压传感器14检测到的输入电压的大小。Iin是被电流传感器13检测到的输入电流的大小，通过功率因数改善控制而成为与电压Vin相同的相位和波形。Ith是用来切換工作模式的电流的阈值。Iout是流向负载12的输出电流。这样，在从中负载到重负载，在输入电流Iin比阈值Ith大的期间以软开关模式Ml工作，在输入电流Iin比阈值Ith小的期间以硬开关模式M2工作。关于软开关模式Ml和硬开关模式M2，后面用图5A 图5H和图6A 图6F描述。图3是说明轻负载下的工作模式的图。图3中，Vin、Iin、Ith和Iout的定义与图2相同。像图3那样，在流向负载12的输出电流Iout小、输入电流Iin的峰值比阈值Ith小的轻负载时，没有以软开关模式Ml工作的期间，而以硬开关模式M2工作。这样，在本实施例的AC-DC变换器中，不管在负载电流大的情况下(图2)还是小的情况下(图3)都必定存在以硬开关模式M2工作的期间。图4是说明阈值Ith的确定方法的图。图4中，损失(Loss)是以软开关模式Mlエ作时的损失和以硬开关模式M2工作时的损失。像图4所示的那样，可以根据电流Iin的大 小确定阈值Ith，以选择损失(Loss)小的工作模式M2或Ml。在此，在电流Iin是与阈值Ith大致相同的大小时，有时工作模式在软开关模式Ml和硬开关模式M2之间频繁地切換。在这样的情况下，有时可以通过把从软开关模式Ml向硬开关模式M2切换的阈值和从硬开关模式M2向软开关模式Ml切换的阈值分别定为不同的值来解決。即，像通过在某基准值以上和以下对控制进行切换时所公知的那样，通过对往复的基准值设置差值而具有所谓的迟滞(hysteresis)特性，可以防止频繁的切換(猎振，hunting)。当然，也可以根据交流电源11的电压改变阈值Ith。例如，有时设置成，与交流IOOV系的电源连接时和与交流200V系的电源连接时，阈值Ith的合适的值不同。在这样的情况下，确定各交流电压下的阈值Ith而进行切换即可。下面，用图5A 图5H、图6A 图6F说明各工作模式Ml、M2下的电路工作。在此，只说明交流电源11的电压是ー种极性的情况，交流电源11的电压是另ー种极性的情况下的工作可以很容易地类推。(软开关模式Ml) 图5A 图5H是说明AC-DC变换器I的软开关模式Ml中的工作的电路图，分别表示模式Al。(模式A)首先，在模式A下，主开关元件SI是接通状态，辅助开关元件S2是切断状态。向主电感LI施加交流电源11的电压，交流电源11的能量被蓄积到主电感LI上。(模式B)如果切断主开关元件SI，则主电感LI的电流对缓冲电容器CSl充电，缓冲电容器CSl和主开关兀件SI的电压上升。(模式C)如果缓冲电容器CSl的电压超过平滑电容器Cl的电压即输出电压，则主ニ极管Dl导通，交流电源11和主电感LI的能量被供给到输出侧。此时，有时电流也流到辅助电感L2和辅助ニ极管D2。(模式D)如果接通辅助开关元件S2，则向辅助电感L2施加输出电压。伴随着辅助电感L2的电流增加，主ニ极管Dl的电流减小。
(模式E)如果主ニ极管Dl的电流达到零，则缓冲电容器CSl开始放电。主电感LI的电流和缓冲电容器CSl的放电电流流到辅助电感L2。缓冲电容器CSl的电压减小。(模式F)如果缓冲电容器CSl的电压达到零，则反向并联ニ极管DSl导通。主电感LI的电流和反向井联ニ极管DSl的电流流到辅助电感L2。此时，主开关元件SI的电压保持为零。
(模式G)接通主开关元件SI。由于在主开关元件SI的电压为零的状态下接通，所以该接通是软开关。另外，如果切断辅助开关元件S2，则辅助电感L2的电流通过辅助ニ极管D2被供给到输出侧。向辅助电感L2施加输出电压。伴随着辅助电感L2的电流减小，反向并联ニ极管DSl的电流也减小。(模式H)如果反向并联ニ极管DSl的电流达到零，则在主开关元件SI中开始流动电流。伴随着辅助电感L2的电流减小，主开关元件SI的电流增加。然后，如果辅助电感L2的电流达到零，则辅助ニ极管D2反向恢复，回到模式A。此时，因辅助ニ极管D2的反向导通而蓄积的辅助电感L2的电流，有时会向辅助开关元件S2流动反向电流。为了防止该反向电流，与辅助开关元件S2串联地插入有防反流ニ极管D4。(硬开关模式M2)图6A 图6F是说明AC-DC变换器I的硬开关模式M2中的工作的电路图。其中图6A 图6F分别表示模式A>。在该硬开关模式M2下，主开关元件SI保持断开的状态。(模式A)首先，在模式A下，辅助开关元件S2是接通状态。向主电感LI和辅助电感L2施加交流电源11的电压，交流电源11的能量被蓄积到两个电感LI、L2上。缓冲电容器CSl以由两个电感LI、L2的分压比来确定的电压充电。(模式B)如果切断辅助开关元件S2，则辅助电感L2的电流被供给到输出侧而减小。主电感LI的电流对缓冲电容器CSl充电，缓冲电容器CSl的电压上升。(模式C)与软开关模式Ml的模式C相同。(模式D)与软开关模式Ml的模式D相同。(模式E)与软开关模式Ml的模式E相同。(模式F)如果缓冲电容器CSl的电压达到零，则反向井联ニ极管DSl导通。主电感LI的电流和反向井联ニ极管DSl的电流流到辅助电感L2。此时，因为辅助电感L2的电压为零，所以辅助电感L2的电流被保持。另ー方面，由于向主电感LI施加交流电源11的电压，所以主电感LI的电流增加。因此，反向并联ニ极管DSl的电流减小。然后，如果反向井联ニ极管DSl的电流达到零，则回到模式A。
像以上说明的那样，在从中负载到重负载，在主开关元件SI和主ニ极管Dl中，伴随着主电感LI的能量蓄积和释放，流过主电流。因此，作为主开关元件SI，导通电阻和导通电压低的元件例如IGBT是合适的；作为主ニ极管D1，正方向电压降低的元件例如硅PN结ニ极管是合适的。另ー方面，辅助开关元件S2和辅助ニ极管D2在两种工作模式Ml、M2下都进行硬开关工作。因此，作为辅助开关元件S2，开关特性快的元件例如MOSFET是合适的；作为辅助ニ极管D2，反向恢复特性快的元件例如SiC肖特基势垒ニ极管是合适的。在本实施例中，从交流电源11通过ニ极管桥整流电路3输入直流电压。该构成包含桥接了第一 第四整流ニ极管D3fD34、且交流端子与上述交流电源11连接的ニ极管桥电路3。在上述ニ极管桥电路3的直流端子之间串联连接上述主电感LI 和上述主开关元件SI，在上述主开关元件SI的两端之间串联连接上述辅助电感L2和上述辅助开关元件S2。到此为止是像上述那样表述的，但也可以换成下面的表述。在上述主开关元件SI的两端之间串联连接上述主ニ极管Dl和上述平滑电容器Cl，在上述辅助电感L2和上述辅助开关元件S2的连接点与上述主ニ极管Dl和上述平滑电容器Cl的连接点之间连接上述辅助ニ极管D2。而且，本实施例的主电路构成也可以换成下面的表述。ー种AC-DC变换器，其中在上述ニ极管桥电路3的直流端子的阳极侧连接上述主开关元件SI、上述辅助开关元件S2和上述平滑电容器Cl的一端，在上述ニ极管桥电路3的直流端子的阴极侧连接上述主电感LI，在上述主电感LI和上述主开关元件SI的连接点处连接上述主ニ极管Dl的阳极和上述辅助电感L2，在上述辅助电感L2和上述辅助开关元件S2的连接点处连接上述辅助ニ极管D2的阳极，在上述平滑电容器Cl的另一端连接上述主ニ极管Dl的阴极和上述辅助ニ极管D2的阴极。像以上说明的那样，在从中负载到重负载，在主开关元件SI和主ニ极管Dl中，伴随着主电感LI的能量蓄积和释放，流过主电流。因此，作为主开关元件SI，像IGBT那样导通电阻和导通电压低的元件是合适的；作为主ニ极管D1，硅PN结ニ极管等的正方向电压降低的元件是合适的。另ー方面，辅助开关元件S2和辅助ニ极管D2在工作模式Ml、M2下都进行硬开关工作。因此，作为辅助开关元件S2，像MOSFET那样开关特性快的元件是合适的；作为辅助ニ极管D2，SiC肖特基势垒ニ极管等的反向恢复特性快的元件是合适的。当然，作为主开关元件SI和辅助开关元件S2，还有作为主ニ极管Dl和辅助ニ极管D2，即使用相同种类的元件，也可以得到本发明的效果。(实施例2)图7是示出根据本发明的实施例2的AC-DC变换器5的主电路构成图。该AC-DC变换器5向直流负载12供给交流电源11的电力。此时，具有使来自交流电源11的输入电力的功率因数接近I的功率因数改善控制。在图7中，在平滑电容器Cl的两端之间，主ニ极管Dll和主开关元件SI I串联连接，主ニ极管D12和主开关元件S12串联连接，辅助ニ极管D21和辅助开关元件S21串联连接，辅助ニ极管D22和辅助开关元件S22串联连接。此时，这些ニ极管D11、D12、D21、D22的阴极相互连接起来。在主ニ极管Dll和主开关元件Sll的连接点与辅助ニ极管D21和辅助开关元件S21的连接点之间连接有辅助电感L21。另外，在主ニ极管D12和主开关元件S12的连接点与辅助ニ极管D22和辅助开关元件S22的连接点之间连接有辅助电感L22。交流电源11通过主电感LU、L12连接在主ニ极管Dll和主开关元件Sll的连接点与主ニ极管D12和主开关元件S12的连接点之间。另外，直流负载12与平滑电容器Cl并联连接。在主开关元件SI I、12上分别连接反向并联ニ极管DSll、DS12和缓冲电容器CSl I、CS12。在此，作为主开关元件S11、12使用了 MOSFET时，作为反向并联ニ极管DS11、DS12可以利用MOSFET的寄生ニ极管。另外，有时由于有主开关元件Sll、S12的寄生电容，可以 省略缓冲电容器CS11、CS12。另外，D41和D42是防反流用的ニ极管。通过控制単元7控制主开关元件S11、S12和辅助开关元件S21、S22。在控制单元7上连接检测来自交流电源11的输入电流的电流传感器13、检测输入电压的电压传感器16、17和检测输出电压的电压传感器15。 AC-DC变换器5的工作模式Ml、M2的切换方法与实施例I的AC-DC变换器I相同。另外，关于电路的工作，如果关注在交流电源11的电压朝着主开关元件Sll为正时使主开关元件Sll和辅助开关元件S21进行开关动作，在交流电源11的电压朝着主开关元件S12为正时使主开关元件S12和辅助开关元件S22进行开关动作这一点，则与实施例I的AC-DC变换器I相同。图I和图7所示的本发明的实施例，都具有以下的构成。S卩，ー种AC-DC变换器1(5)，包括以从交流电源11把能量蓄积到主电感L1(L11，L2)的方式与上述主电感串联连接的主开关元件SI (S11，S12);与直流负载12并联连接的平滑电容器Cl ;与上述主开关元件SI (Sll，S12)并联连接的反向并联ニ极管DSl (DS11，DS12)和缓冲电容器CSl (CS11，CS12);以把上述主电感LI (Lll，L2)的能量释放到上述平滑电容器Cl的方式从上述主电感LI (L11，L2)与上述主开关元件SI (Sll，S12)的串联连接点朝向上述平滑电容器Cl的正极地连接的主ニ极管Dl (Dll，D12);在上述主开关元件SI (Sll，S12)的两端之间连接的辅助电感L2 (L21，L22)与辅助开关元件S2 (S21，S22)的串联电路；从上述辅助电感L2 (L21，L22)与上述辅助开关元件S2 (S21，S22)的串联连接点朝向上述平滑电容器Cl的正极地连接的辅助ニ极管D2 (D21，D22);以及控制上述主开关元件SI (S11，S12)和上述辅助开关元件的控制单元4 (7)，上述控制单元4 (7)包括把从上述交流电源11流入的输入电流控制成正弦波状的功率因数改善控制，从上述交流电源11向上述直流负载12供给电力，其中上述控制单元4 (7)构成为，在上述输入电流Iin为预定值Ith以上的期间，以在从切断上述主开关元件SI (S11，S12)到接通上述主开关元件SI (Sll，S12)的期间把上述辅助开关元件S2 (S21，S22)接通的软开关模式Mlエ作，在上述输入电流Iin为上述预定值Ith以下的期间，以停止上述主开关元件SI (S11，S12)的开关动作而使上述辅助开关元件S2 (S21，S22)进行开关动作的硬开关模式M2エ作。另外，图7所示的实施例2的主电路构成也可以如下表述。上述主电感LI包括第一、第二主电感Lll，L12 ;上述辅助电感L2包括第一、第二辅助电感L21，L22 ;上述主ニ极管Dl包括阴极与上述平滑电容器Cl的一端连接的第一、第二主ニ极管Dll、D12 ;上述辅助ニ极管D2包括阴极与上述平滑电容器Cl的一端连接的第一、第二辅助ニ极管D21，D22 ;上述主开关元件SI包括一端与上述平滑电容器Cl的另ー端连接而另一端分别与上述第一、第二主ニ极管Dll、D12的阳极连接的第一、第二主开关元件Sll，S12 ;上述辅助开关元件S2包括一端与上述平滑电容器Cl的另一端连接而另ー端分别与上述第一、第二辅助ニ极管D21，D22的阳极连接的第一、第二辅助开关元件S21，S22 ;上述反向井联ニ极管DSl和上述缓冲电容器CSl包括分别与上述第一、第二主开关元件Sll，S12并联连接的第一、第二反向并联ニ极管DS11，DS12和第一、第二缓冲电容器CS1UCS12 ;在上述第 一主ニ极管Dll的阳极与上述第一辅助ニ极管D21的阳极之间连接上述第一辅助电感L21，在上述第二主ニ极管D12的阳极与上述第二辅助ニ极管D22的阳极之间连接上述第二辅助电感L22，在上述第一、第二主ニ极管D11，D12的阳极之间通过上述第一、第二主电感Lll，L12与上述交流电源11连接。(实施例3)图8是采用了本发明的AC-DC变换器的电动汽车57的电源系统的大致构成图。电池53与向驱动马达56的反相器55供给电カ的DC-DC变换器54连接。本发明的AC-DC变换器50与交流电源51和向电池53充电的DC-DC变换器52连接，把交流电源51的电カ变换成直流井向DC-DC变换器52供给。根据本实施例4，通过使用本发明的AC-DC变换器50，可以从充电初期的中负载、重负载的状态到充电终期的轻负载的状态，在宽广的范围内高效率地从商用电源对电池53充电。当然，本发明的AC-DC变换器50也可以用于混合动カ汽车。(附图标记说明)1、5、50 =AC-DC变换器;2、6 :辅助电路；3 :ニ极管桥电路;4、7 :控制单元;11、51 交流电源；12 :直流负载；13 :电流传感器；14 17 :电压传感器；52、54 :DC_DC变换器；53 电池；55 :反相器；56 :马达；57 :电动汽车;D1、D11、D12 :主ニ极管;D2、D21、D22 :辅助ニ极管;D31 D34 :整流ニ极管;D4、D41、D42 :防反流ニ极管；C1 :平滑电容器;L1、L11、L12 :主电感；L2、L21、L22 :辅助电感；S1、Sll、S12 :主开关元件；S2、S21、S22 :辅助开关元件；DS1、DS1UDS12 :反向并联ニ极管;CS1、CS11、CS12 :缓冲电容器。
权利要求
1.ー种AC-DC变换器，包括 以从交流电源把能量蓄积到主电感的方式与上述主电感串联连接的主开关元件； 与直流负载并联连接的平滑电容器； 从上述主电感与上述主开关元件的串联连接点朝向上述平滑电容器的正极地连接的主ニ极管； 与上述主开关元件并联连接的反向井联ニ极管和缓冲电容器； 在上述主开关元件的两端之间连接的辅助电感与辅助开关元件的串联电路； 从上述辅助电感与上述辅助开关元件的串联连接点朝向上述平滑电容器的正极地连接的辅助ニ极管；以及 控制上述主开关元件和上述辅助开关元件的控制单元， 上述控制单元具有把从上述交流电源流入的输入电流控制成与电源电压大致相同的相位的正弦波状的功率因数改善控制， 上述AC-DC变换器从上述交流电源向上述直流负载供给电カ， 其特征在于 上述控制单元构成为， 在预定负载以上时，在上述交流电源的每半个周期的中间出现的上述输入电流为预定值以上的期间，以在从切断上述主开关元件到接通上述主开关元件的期间把上述辅助开关元件接通的软开关模式进行控制；且 在上述输入电流为预定值以下的期间，以停止上述主开关元件的开关动作而使上述辅助开关元件进行开关的硬开关模式进行控制。
2.如权利要求I所述的AC-DC变换器，其特征在于 包括桥接第一 第四整流ニ极管、且交流端子与上述交流电源连接的ニ极管桥电路； 在上述ニ极管桥电路的直流端子之间连接上述主电感和上述主开关元件的串联电路； 在上述主开关元件的两端之间连接上述辅助电感和上述辅助开关元件的串联电路； 在上述主开关元件的两端之间连接上述主ニ极管和上述平滑电容器的串联电路； 在上述辅助电感和上述辅助开关元件的串联连接点与上述主ニ极管和上述平滑电容器的连接点之间连接上述辅助ニ极管。
3.如权利要求2所述的AC-DC变换器，其特征在于 在上述ニ极管桥电路的直流端子的阳极侧连接上述主开关元件、上述辅助开关元件和上述平滑电容器的一端； 在上述ニ极管桥电路的直流端子的阴极侧连接上述主电感； 在上述主电感和上述主开关元件的连接点处连接上述主ニ极管的阳极和上述辅助电感； 在上述辅助电感和上述辅助开关元件的连接点处连接上述辅助ニ极管的阳极； 在上述平滑电容器的另一端连接上述主ニ极管的阴极和上述辅助ニ极管的阴极。
4.如权利要求I所述的AC-DC变换器，其特征在于 上述主电感包括第一、第二主电感； 上述辅助电感包括第一、第二辅助电感；上述主ニ极管包括阴极与上述平滑电容器的一端连接的第一、第二主ニ极管； 上述辅助ニ极管包括阴极与上述平滑电容器的一端连接的第一、第二辅助ニ极管；上述主开关元件包括一端与上述平滑电容器的另一端连接而另一端分别与上述第一、第二主ニ极管的阳极连接的第一、第二主开关元件； 上述辅助开关元件包括一端与上述平滑电容器的另一端连接而另一端分别与上述第一、第二辅助ニ极管的阳极连接的第一、第二辅助开关元件； 上述反向井联ニ极管包括分别与上述第一、第二主开关元件并联连接的第一、第二反向井联ニ极管，上述缓冲电容器包括分别与上述第一、第二主开关元件并联连接的第一、第ニ缓冲电容器； 在上述第一主ニ极管的阳极与上述第一辅助ニ极管的阳极之间连接上述第一辅助电感； 在上述第二主ニ极管的阳极与上述第二辅助ニ极管的阳极之间连接上述第二辅助电感； 在上述第一、第二主ニ极管的阳极之间通过上述第一、第二主电感与上述交流电源连接。
5.如权利要求f4中任一项所述的AC-DC变换器，其特征在于 包括为了检测上述输入电流而与上述主电感串联地插入的电流传感器。
6.如权利要求Γ5中任一项所述的AC-DC变换器，其特征在于 与上述辅助开关元件或者上述辅助电感串联地插入了防反流ニ极管。
7.如权利要求Γ6中任一项所述的AC-DC变换器，其特征在于 上述辅助ニ极管由反向恢复特性比上述主ニ极管快的元件构成。
8.如权利要求广7中任一项所述的AC-DC变换器，其特征在于 上述辅助开关元件由开关特性比上述主开关元件快的元件构成。
9.如权利要求广8中任一项所述的AC-DC变换器，其特征在于 上述主ニ极管由硅PN结ニ极管构成，上述辅助ニ极管由SiC肖特基势垒ニ极管构成。
10.如权利要求广9中任一项所述的AC-DC变换器，其特征在于 上述主开关元件由IGBT构成，上述辅助开关元件由MOSFET构成。
11.如权利要求广10中任一项所述的AC-DC变换器，其特征在于 上述控制单元构成为， 在上述输入电流为第一预定值以下时以上述硬开关模式进行PWM控制； 在上述输入电流为比上述第一预定值大的第二预定值以上时以上述软开关模式进行PWM控制。
12.—种AC-DC变换器的控制方法，该AC-DC变换器包括 以从交流电源把能量蓄积到主电感的方式与上述主电感串联连接的主开关元件； 与直流负载并联连接的平滑电容器； 从上述主电感与上述主开关元件的串联连接点朝向上述平滑电容器的正极地连接的主ニ极管； 与上述主开关元件并联连接的反向井联ニ极管和缓冲电容器； 在上述主开关元件的两端之间连接的辅助电感与辅助开关元件的串联电路；从上述辅助电感与上述辅助开关元件的串联连接点朝向上述平滑电容器的正极地连接的辅助ニ极管；以及 控制上述主开关元件和上述辅助开关元件的控制单元， 该方法包括把从上述交流电源流入的输入电流控制成与电源电压大致相同的相位的正弦波状的功率因数改善控制步骤， 上述AC-DC变换器从上述交流电源向上述直流负载供给电カ， 该方法的特征在于，包括以下步骤 在预定负载以上时，在上述交流电源的每半个周期的中间出现的上述输入电流为预定值以上的期间，以在从切断上述主开关元件到接通上述主开关元件的期间把上述辅助开关元件接通的软开关模式进行控制的步骤；且 在上述输入电流为预定值以下的期间，以停止上述主开关元件的开关动作而使上述辅助开关元件进行开关的硬开关模式进行控制的步骤。
全文摘要
提供在从轻负载到重负载的宽广的负载电流范围内效率高的AC-DC变换器。AC-DC变换器(1)，包括包含二极管桥电路(3)、主电感(L1)、主开关元件(S1)、主二极管(D1)、辅助电感(L2)、辅助开关元件(S2)、辅助二极管(D2)、与直流负载(12)并联连接的平滑电容器(C1)的主电路；以及控制单元(4)，向直流负载(12)供给来自交流电源(11)的电力。在来自交流电源(11)的输入电流的瞬时值比预定值Ith小的期间，停止上述主开关元件(S1)，利用辅助开关元件(S2)的动作以硬开关模式进行电力变换。
文档编号H02M7/06GK102696169SQ20108006041
公开日2012年9月26日 申请日期2010年1月5日 优先权日2010年1月5日
发明者叶田玲彦, 大久保敏一, 岛田尊卫, 畠山智行 申请人:株式会社日立制作所