专利名称：逆变电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种搭载了用于消除变压器的偏磁的功能的逆变电源装置。
背景技术：
对于逆变电源装置而言变压器的偏磁是个大问题。由于一旦从偏磁达到饱和，变压器就会失去其功能成为短路负载状态，过电流流到逆变电路的开关元件、损坏开关元件。 由于负载的急变、开关元件等的特性的偏差、反馈控制系统的不稳定等各种原因而产生偏磁。特别地，最近的逆变电源装置，也有工作频率(载频carrier frequency)超过100kHz 的情形，在变压器的铁芯中大多使用在高频下损耗少的铁氧体磁芯(ferrite core)。但是， 铁氧体磁芯由于饱和磁通量密度的值低，所以稍微偏磁就立即达到饱和。为此，在高频的逆变电源装置中，偏磁对策更加重要。下面说明现有技术的防止偏磁技术。图8是搭载了现有技术的防止偏磁功能的逆变电源装置的电路连接图。3相桥式整流器DRl对3相商用电源AC进行整流。平滑电容器C对整流过的电压进行平滑，输出直流电压。由两者DR1、C形成直流电源。逆变电路由第一开关元件TRl至第四开关元件TR4 形成。在此，虽然逆变电路方式是全桥方式，但也可以是推挽方式。同时对第一开关元件 TRl和第四开关元件TR4进行开/关控制，同时对第二开关元件TR2和第三开关元件TR3进行开/关控制。然后，逆变电路将直流电压转换为高频交流。图8所示的变压器INT将高频交流的电压变压为适于负载的电压。在相对置的一方的第一开关元件TR1、第四开关元件TR4为导通状态时，在变压器INT的1次线圈上施加正的电压，输入电流检测信号Id成为正的值。相反，在相对置的另一方的第二开关元件 TR2、第三开关元件TR3为导通状态时，在变压器INT的1次线圈上施加负的电压，输入电流检测信号Id成为负的值。如果这些正及负的电压的施加时间(电压积分值)变得不平衡就会产生偏磁。即，如果由于负载急变而在相对置的一方的第一开关元件TR1、第四开关元件TR4的导通时间和相对置的另一方的第二开关元件TR2、第三开关元件TR3的导通时间上存在大的差异的话，就会产生偏磁。2次整流器DR2对变压过的高频交流进行整流。直流电抗器DCL对整流过的直流进行平滑并提供给负载。输入电流检测电路ID，检测变压器INT的1次电流并作为输入电流检测信号Id进行输出。输出电流检测电路OD检测输出电流并作为输出电流检测信号Od进行输出。输出电流设定电路顶输出所希望值的输出电流设定信号Ir。图9所示的输出调制控制电路SC，由误差放大电路EI、脉冲宽度调制控制电路 PWM、三角波振荡电路0SC、第一 “与”电路ANDl及第二 “与”电路AND2形成；误差放大电路 EI对输出电流设定信号Ir和输出电流检测信号Od的误差进行放大，并输出误差放大信号 Ei。三角波振荡电路OSC输出具有逆变电路的高频交流频率的2倍的频率的三角波信号 Osc，通过设定三角波信号Osc的频率，来决定高频交流的频率(载频)。脉冲宽度调制控制电路PWM以误差放大信号Ei及三角波信号Osc为输入，进行脉冲宽度调制，输出脉冲宽度调制信号Pwl、Pw2。
禁止电路由图9所示的第一“与”电路ANDl及第二“与”电路AND2形成，第一“与” 电路ANDl执行后述的偏磁判别信号Ep和第一脉冲宽度调制信号Pwl的与逻辑，并作为第一输出调制控制信号Scl进行输出；第二“与”电路AND2执行偏磁判别信号Ep和脉冲宽度调制信号Ρ 2的与逻辑，并作为第二输出调制控制信号Sc2进行输出。而且，第一输出调制控制信号&1是对相对置的一方的第一开关元件TR1、第四开关元件TR4进行导通控制的信号；第二输出调制控制信号Sc2是对相对置的一方的第二开关元件TR2、第三开关元件TR3 进行导通控制的信号。而且，第一输出调制控制信号Scl和第二输出调制控制信号Sc2如图10所后述的，是半周期偏移信号，由两信号形成高频交流的1周期。图9所示的偏磁判别电路EP由绝对值电路FW、比较电路CP、电流基准电路IREF、 防止偏磁电路HD及反转电路IN形成；绝对值电路FW对交流的输入电流检测信号Id进行全波整流，并作为绝对值信号Fw加以输出；比较电路CP对绝对值信号Fw的值和预定的电流基准值Iref进行比较，在绝对值信号Fw的值比电流基准值Iref的值大时，使比较信号 Cp成为高电平(High level)并进行输出。防止偏磁电路HD，当比较信号Cp变为高电平时，使防止偏磁信号Hd成为高电平并输出，直到图示省略的逆变频率的半周期结束为止都将防止偏磁信号Hd维持在高电平。然后，反转电路IN反转防止偏磁信号Hd，并作为偏磁判别信号Ep输出。图10是说明现有技术的偏磁判别方法的工作的时序图，同图(A)表示三角波信号 Osc，同图(B)表示第一脉冲宽度调制信号Pwl，同图(C)表示第二脉冲宽度调制信号Pw2， 同图(D)表示输入电流检测信号Id，同图(E)表示绝对值信号Fw，同图(F)表示偏磁判别信号Ep，同图(G)表示第一输出调制控制信号&1，同图(H)表示第二输出调制控制信号&2。接着，使用图10说明现有技术的防止偏磁的工作。例如，如果设逆变电源装置的最大输出电流值为300A，则输入电流值为75A。而且，为了确保最大输出电流值300A而设电流基准值为105A。在图10所示的时刻t = tl t2的期间中，如图10(B)所示，输出用于相对置的一方的第一开关元件TR1、第四开关元件TR4的第一脉冲宽度调制信号Pwl，如同图(D)所示， 输入电流检测信号Id为正的值。此期间中对变压器INT施加正的电压。在时刻t = t2 t3的期间中，如同图(C)所示，输出用于相对置的另一方的第二开关元件TR2、第三开关元件TR3的第二脉冲宽度调制信号Pw2，如同图(D)所示，输入电流检测信号Id为负的值。在此小电流期间中(例如，输入电流25A) —旦因负载变动产生偏磁，就如同图(D)所示，输入电流检测信号Id的值就上升，例如成为40A。但是，由于较高地将电流基准值Iref设定为 105A，所以同图(E)所示的绝对值信号Fw的值就变得不足电流基准值Iref，因此，偏磁判别电路EP不能判别发生偏磁。在时刻t4 t5的中电流期间中(例如，输入电流50A) —旦因负载变动产生偏磁，就如图10(D)所示，输入电流检测信号Id的值就会上升，例如成为80A。但是，由于同图 (E)所示的绝对值信号Fw的值变得不足电流基准值Iref，所以偏磁判别电路EP不能判别发生偏磁。在时刻t6 t7的大电流期间中(例如75A) —旦因负载变动产生偏磁，就如图 10(D)所示，输入电流检测信号Id的值就急剧上升，到达120A。此时，在时刻t = t61中， 一旦同图(E)所示的绝对值信号Fw的值变为电流基准值Iref (105A)以上，则比较电路CP就判别产生了偏磁，使比较信号Cp成为高电平。然后，防止偏磁电路HD，按照比较信号CP 的高电平，直到时刻t = t7为止都将防止偏磁信号Hd维持在高电平，利用反转电路IN反转防止偏磁信号Hd，并作为同图(F)所示的偏磁判别信号Ep输出。图9所示的形成禁止电路的第二 “与”电路AND2，进行偏磁判别信号Ep和第二脉冲宽度调制信号Ρ 2的与逻辑，输出图10(H)所示的第二输出调制控制信号&2，在时刻t = t61变为低电平(Low level)，由此，抑制电流值上升，防止第二开关元件TR2、第三开关元件TR3损坏。但是，在该防止偏磁对策中，为了确保最大输出电流值300A而使电流基准值Iref的值变高，由于在偏磁充分地进行的状态下禁止脉冲宽度，所以就会在消除偏磁上具有时间。作为结果，在时刻t = t8以后，也会陷入输入电流值急剧上升、连续发生脉冲宽度禁止的状态中。因此，如果消除偏磁时间变长，开关元件的保护就不能充分发挥作用，成为损坏或劣化的原因。而且，还会导致输出的不稳定状态。如上所述，在现有技术中，为了判别图8所示的变压器INT的偏磁，而检测变压器 INT的输入电流值，当此输入电流值为预定的电流基准值以上时判别为偏磁，从判别的时间点到逆变频率的半周期结束，都使逆变电路的开关元件成为截止状态，进行偏磁的消除。但是，由于较高设定判别偏磁的电流基准值，所以为了在变压器INT的偏磁充分地进行的状态下进行判别，而使得偏磁消除的时间变长，成为开关元件的保护不能充分起作用、发生损坏或劣化的原因。而且，还会导致输出的不稳定状态。在专利文献1的逆变电源装置中，记载一种消除上述偏磁的技术。专利文献1 JP 特开 2007-2024
发明内容
在上述的如果变压器的一次侧的输入电流值变为规定的电流基准值以上就判别为偏磁并禁止对输出调制控制信号进行输出的现有技术中，在逆变电源装置的最大输出电流值例如为300A时，为了确保最大输出电流值而要求将判别为偏磁的输入电流的电流基准值较高地设定在300A以上。但是，如果基于此较高设定的电流基准值来判别偏磁，就成为在偏磁充分地进行的状态下进行判别，消除偏磁需要时间，陷入输出调制控制信号的输出禁止状态连续产生的状态。由此，过电流流到形成逆变电路的开关元件，导致其损坏或劣化。此外，由于较高设定判别偏磁的电流基准值，所以不能判别在输出电流值小时产生的初始的偏磁。而且，在现有技术的专利文献1中，虽然记载有一种为了判别在输出电流值小时产生的偏磁而对变压器的一次侧的输入电流进行微分，在此微分值的上升率超过基准微分值时判别偏磁的方法，但在此方法中，近年来逆变电源装置的工作频率(载频)处于超过 IOOkHz的高速化，由于此高速化，在微分判别方法中，容易受到噪声的影响，在偏磁判别的可靠性上产生问题。因此，本发明目的在于，提供一种在变压器的偏磁充分进行之前进行偏磁处理的逆变电源装置。为了解决上述课题，权利要求1的发明提供一种逆变电源装置，该逆变电源装置包括逆变电路，其通过多个开关元件将直流电源转换成高频交流；变压器，其将上述高频交流变压为适于负载的电压；输入电流检测电路，其检测上述变压器的输入电流值；整流电路，其对上述变压后的高频交流进行整流并提供给负载；输出电流检测电路，其检测上述整流后的输出电流值；输出调制控制电路，其按照上述输出电流值对上述逆变电路进行输出调制控制；偏磁判别电路，其在上述变压器的输入电流值成为预定的偏磁电流基准值以上时判别为上述变压器的偏磁，并输出偏磁判别信号；和禁止电路，其从输入上述偏磁判别信号的时间点到预定的逆变频率的半周期结束为止禁止上述输出调制控制，使上述逆变电路的开关元件变化为截止状态；该逆变电源装置的特征在于，设置用于产生上述偏磁电流基准值的偏磁电流基准产生电路；上述偏磁电流基准产生电路按上述逆变频率的每一个半周期对上述变压器的输入电流值进行取样保持，并且在上述取样保持后的值上加上预定的偏磁电流值，来产生每一个上述半周期的偏磁电流基准值；上述偏磁判别电路对上述输入电流值和上述半周期前的偏磁电流基准值进行比较。权利要求2的发明是权利要求1所述的逆变电源装置，其特征在于，基于上述半周期前的输入电流值使上述偏磁电流值变化。发明效果根据本发明的权利要求1，由于按照逆变频率的每一个半周期的输入电流值设定适当的偏磁电流基准值，所以能在产生变压器的偏磁之后立即进行偏磁判别，通过此偏磁判别可在偏磁产生之后立即抑制流到逆变电路的开关元件的过电流，可防止开关元件的损坏或劣化。并且，相对于对变压器的输入电流进行微分并基于此输入电流的微分值的上升率来判别偏磁的现有技术，在本发明的偏磁判别中，由于不基于微分值的上升率进行偏磁的判别，所以难以受到高频噪声的影响，提高了偏磁判别的可靠性。根据本发明的权利要求2，由于基于变压器的输入电流值产生偏磁电流值，所以能进行偏磁产生判别困难的小电流时的判别，由于能在偏磁产生初期进行消除偏磁的处理， 所以保护协调被进一步提高。
图1是实施方式1的逆变电源装置的电连接图。图2是图1所示的偏磁判别电路的详情图。图3是说明实施方式1的工作的时序图。图4是实施方式1的变压器的输入电流值和偏磁电流基准值的关系图。图5是实施方式2的偏磁判别电路的详情图。图6是说明实施方式2的工作的时序图。图7是实施方式2的变压器的输入电流值和偏磁电流基准值的关系图。图8是现有技术的逆变电源装置的电连接图。图9是图7所示的现有技术的偏磁判别电路的详情图。图10是说明现有技术的工作的时序图。符号说明图中1-负载，AD-加法电路，ANDl-第一“与”电路，AND2-第二“与”电路，Cl-平滑电容器，CP-比较电路，Cp-比较信号，DK-逆变驱动电路，Dkl-第一逆变驱动信号，Dk2-第二逆变驱动信号，Dk3-第三逆变驱动信号，Dk4-第四逆变驱动信号，DCL-直流电抗器，DRl-I 次整流电路，DR2-2次整流电路，EH-偏磁电流基准产生电路，EI-对应输入电流偏磁电流设定电路，EHI-对应输入电流偏磁电流基准产生电路，EP-偏磁判别电路，Ep-偏磁判别信号， EPI-偏磁判别电路，Epi-偏磁判别信号，EI-误差放大电路，Ei-误差放大信号，ES-偏磁电流设定电路，Fff-绝对值电路，Fw-绝对值信号，FS-移相电路，HD-防止偏磁电路，Hd-防止偏磁信号，ID-输入电流检测电路，Id-输入电流检测信号，IN-反转电路，INT-主变压器， IR-输出电流设定电路，Ir-输出电流设定信号(输出电流设定值)，IREF-电流基准电路， Iref-电流基准信号，OD-输出电流检测电路，Od-输出电流检测信号，OSC-三角波产生电路，Osc-三角波产生信号，PWM-脉冲宽度调制电路，Pwl-第一脉冲宽度调制信号，Pw2-第二脉冲宽度调制信号，SC-输出调制控制电路，Scl-第一输出调制控制，Sc2-第二输出调制控制，TRl-第一开关元件，TR2-第二开关元件，TR3-第三开关元件，TR4-第四开关元件
具体实施例方式在图1所示的变压器中，如果在高频交流的正 负各半波中产生不平衡，就会在变压器的一方的半波中产生偏磁电流即直流电流。此时，引起磁饱和，变压器成为短路负载状态，变压器的输入电流变得过大，产生形成逆变电路的开关元件被破坏的危险性。本发明的实施方式在逆变频率的每一个半周期的变压器的输入电流值上加上预定的偏磁电流值，产生偏磁电流基准值，对输入电流值和半周期前的偏磁电流基准值进行比较，在输入电流值为偏磁电流基准值以上时，判别产生了偏磁。图1是具有上述偏磁判别功能的实施方式1的逆变电源装置的电连接图。在同图中，与图8所示的现有技术的逆变电源装置的电连接图符号相同的构成物，由于进行相同工作，所以省略说明，仅说明符号不同的构成物。输入电流检测电路ID检测变压器INT的一次侧的高频交流的1次电流，并作为输入电流检测信号Id输出。图2是实施方式1的偏磁判别电路EPI及偏磁电流基准产生电路EH的详情图，偏磁判别电路EPI，由绝对值电路FW、比较电路CP、防止偏磁电路HD及反转电路IN形成。而且，偏磁电流基准产生电路EH，由取样保持电路SH、偏磁电流设定电路ES、加法电路AD及移相电路FS形成。取样保持电路SH，同步于第一输出调制控制信号Scl及第二输出调制控制信号 &2，对绝对值信号Fw的值进行取样保持，将其作为取样保持信号证输出。偏磁电流设定电路ES，设定预定的偏磁电流值α。加法电路AD在取样保持信号 Sh的值上加上由偏磁电流设定电路ES设定的预定的偏磁电流值α，并输出加法信号Ad。 一旦输入加法信号Ad，移相电路FS同步于逆变频率使加法信号Ad相位延迟半周期，并作为偏磁电流基准信号H1输出。此时，例如作为变压器INT的1次线圈附、2次线圈N2，如果线圈比(N2/m)的系数例如为1/4，逆变电源装置的最大输出电流值为300A，则输入电流值为75A。而且，例如如果设偏磁电流值α为40Α，并由偏磁电流基准值115Α判别偏磁，则由于偏磁电流值α的 40Α较大，所以就能在偏磁充分进行的状态下进行判别。相反，如果减小偏磁电流值α设为20Α，偏磁电流基准值设为95Α来判别偏磁，则
7虽然在偏磁判别中没有问题，但在图1所示的负载短路时，会产生抑制进行短路解除的通电电流、不能很好地进行短路解除这样的问题。由上述，如果设偏磁电流值α为30Α就能在偏磁没有充分进行的状态下进行判别，并且还能很好地进行短路解除。图4是偏磁电流值α为30Α时的输入电流值和偏磁电流基准值的关系图，示出了偏磁电流基准值对应输入电流值而变化的情况。图2所示的比较电路CP对绝对值信号Fw的值和偏磁电流基准值H1的值进行比较，在绝对值信号Fw的值比偏磁电流基准值Eh大时，使比较信号Cp成为高电平进行输出。 在比较信号Cp变为高电平时，防止偏磁电路HD就使防止偏磁信号Hd成为高电平进行输出，直到图示省略的逆变频率的半周期结束都维持输出。然后，反转电路IN反转防止偏磁信号Hd，并作为偏磁判别信号Epi进行输出。图3是说明实施方式1的偏磁判别方法的工作的时序图，同图㈧表示三角波信号Osc，同图(B)表示第一脉冲宽度调制信号Pwl，同图(C)表示第二脉冲宽度调制信号 Pw2，同图(D)表示输入电流检测信号Id，同图(E)表示绝对值信号Fw，同图(F)表示取样保持信号证，同图(G)表示偏磁电流基准信号肪，同图(H)表示偏磁判别信号Epi，同图(i) 表示第一输出调制控制信号&1，同图(J)表示第二输出调制控制信号&2。接着，使用图3及图4说明实施方式1的偏磁判别的工作。在图3所示的时刻t = tl t2的小电流期间中，在图4所示的C点的输入电流值(25A)时，图2所示的取样保持电路SH，同步于第一输出调制控制信号Scl进行取样保持，在第一输出调制控制信号&1变为低电平(low level)的时刻t = til之时，取样保持输入电流值05A)，并作为图3(F)所示的取样保持信号Si输出。图2所示的加法电路AD，在图3(F)示出的取样保持信号Si的值(25A)上加上预定的偏磁电流值(30A)，并作为加法信号Ad进行输出。一旦输入加法信号Ad，移相电路FS 就进行移相直到逆变频率的半周期结束的时刻t = t2，并作为偏磁电流基准值H1进行输
出ο如果在时刻t = t2 t3的小电流期间中因负载变动而产生偏磁，就如图3⑶所示，输入电流检测信号Id的值急剧上升，例如成为40A。然后，比较电路CP在时刻t = t21 中，对同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(40A)和逆变频率的半周期前的偏磁电流基准值 H1的值(55A)进行比较，由于绝对值信号Fw的值比偏磁电流基准值Ec的值小，所以偏磁判别电路EPI不能判别产生偏磁，所以偏磁判别信号Epi成为高电平。在时刻t = t3 t4的中电流期间中，在如图4所示的B点的输入电流值(50A) 时，图2所示的取样保持电路SH，同步于第一输出调制控制信号Scl进行取样保持，在第一输出调制控制信号Scl变为低电平的时刻t = t31之时，取样保持输入电流值(50A)，并作为图3(F)所示的取样保持信号证输出。加法电路AD，在图3(F)示出的取样保持信号Si的值(50A)上加上偏磁电流值 (30A)，并作为加法信号Ad进行输出。一旦输入加法信号Ad，移相电路FS就进行移相，直到逆变频率的半周期结束的时刻t = t4，并作为偏磁电流基准值H1进行输出。如果在时刻t = t4 t5的中电流期间中因负载变动而产生偏磁，就如图3⑶所示，输入电流检测信号Id的值急剧上升，例如成为80A。然后，比较电路CP在时刻t = t41中，对同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(80A)和逆变频率的半周期前的偏磁电流基准值 Eh (80A)进行比较，由于绝对值信号Fw的值成为偏磁电流基准值H1以上，所以比较电路CP 使比较信号Cp成为高电平，防止偏磁电路HD对应比较信号Cp的高电平使防止偏磁信号Hd 成为高电平，直到时刻t = t5都维持高电平。然后，通过反转电路IN反转防止偏磁信号 Hd，使同图(H)所示的偏磁判别信号Epi成为低电平。形成图2所示的禁止电路的第二“与”电路AND2，进行偏磁判别信号Epi和第二脉冲宽度调制信号Ρ 2的与逻辑，并输出第二输出调制控制信号&2，在时刻t = t41变为低电平，由此，从输入偏磁判别信号的时间点到高频交流的半周期结束的时刻t = t5都禁止第二输出调制控制信号&2，抑制偏磁电流的上升，进行偏磁的消除。在时刻t = t5 t6的期间中，图2所示的取样保持电路SH，同步于第一输出调制控制信号Scl进行取样保持，对第一输出调制控制信号Scl变为低电平的时刻t = t51时的输入电流值(75A)进行取样保持，并作为图3(F)所示的取样保持信号Si输出。加法电路AD，在取样保持信号Si的值(75A)上加上偏磁电流值(30A)，并作为加法信号Ad进行输出。一旦输入加法信号Ad，移相电路FS就进行移相，直到逆变频率的半周期结束的时刻t = t6，并作为偏磁电流基准值H1进行输出。如果在图3所示的时刻t = t6 t7的大电流期间中因负载的急变而再次产生偏磁，就如图3(D)所示，输入电流检测信号Id的值急剧上升，例如成为120A。然后，比较电路 CP在时刻t = t61中，对同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(120A)和逆变频率的半周期前的偏磁电流基准值H1的值(105A)进行比较，由于绝对值信号Fw的值(120A)在偏磁电流基准值H1 (105A)以上，所以比较电路CP使比较信号Cp成为高电平，防止偏磁电路HD对应比较信号Cp的高电平使防止偏磁信号Hd成为高电平，直到时刻t = t7都维持高电平。 然后，通过反转电路IN反转防止偏磁信号Hd，使同图(H)所示的偏磁判别信号Epi成为低电平。形成图2所示的禁止电路的第二 “与”电路AND2，进行偏磁判别信号Epi和第二脉冲宽度调制信号Ρ 2的与逻辑，并输出第二输出调制控制信号&2，在时刻t = t61变为低电平，由此，从输入偏磁判别信号的时间点到高频交流的半周期结束的时刻t = t7都禁止第二输出调制控制信号&2，抑制偏磁电流的上升，进行偏磁的消除，防止第二开关元件 TR2、第三开关元件TR3损坏。此外，作为对输入电流值进行取样保持的计时，例如虽然在第一输出调制控制信号Scl为低电平时进行，但也可以在第一输出调制控制信号Scl的输出期间中的中间时间点进行取样保持。如上所述，在输入电流值上加上预定的偏磁电流值来计算偏磁电流基准值，如果基于此计算出的偏磁电流基准值判别偏磁，就能在偏磁充分地进行之前判别偏磁，由于能在偏磁的初始阶段进行防止偏磁处理，所以就能及早消除偏磁，保护逆变电路的开关元件不因过电流而劣化或损坏。有关实施方式2的说明。在逆变电源装置中，在直流电抗器中通常使用具有闭环特性的直流电抗器。而且， 在具有闭环特性的直流电抗器中，当输出电流值大时，电感值变小，相反，当输出电流值小时，电感值变大。
因此，由于在输出电流值大时直流电抗器的电感值小，所以变压器的输入电流的变化率(di/dt)变大，在产生偏磁时变压器的输入电流大大地变化。相反，由于在输出电流值小时直流电抗器的电感值大，所以变压器的输入电流的变化率(di/dt)变小，在产生偏磁时变压器的输入电流的变化变小。如上所述，通过在输出电流值大时增大判别偏磁的偏磁电流值，相反，在输出电流值小时减小判别偏磁的偏磁电流值，就大大地提高了偏磁的判别精度。图7是输入电流值和偏磁电流基准值的关系图，示出了偏磁电流值α对应输入电流值而变化的情况。图5是实施方式2的偏磁判别电路的详情图。在同图中，与实施方式1所示的图2 的偏磁判别电路的详情图符号相同的构成物，由于进行相同的工作，所以省略说明，仅说明符号不同的构成物。图5所示的对应输入电流偏磁电流基准产生电路EHI由取样保持电路SH、对应输入电流偏磁电流设定电路EI、加法电路AD及移相电路FS形成。取样保持电路SH与第一输出调制控制信号Scl及第二输出调制控制信号Sc2同步，对绝对值信号Fw的值进行取样保持，并作为取样保持信号证输出。对应输入电流偏磁电流设定电路EI，如图7所示，按照输入电流值使偏磁电流值 α变化。加法电路AD在取样保持信号证的值上加上由对应输入电流偏磁电流设定电路 EI设定的偏磁电流值α，并作为加法信号Ad进行输出。图6是说明实施方式2的偏磁判别方法的工作的时序图，同图㈧表示三角波信号Osc，同图(B)表示第一脉冲宽度调制信号Pwl，同图(C)表示第二脉冲宽度调制信号 Pw2，同图(D)表示输入电流检测信号Id，同图(E)表示绝对值信号Fw，同图(F)表示取样保持信号证，同图(G)表示偏磁电流基准信号肪，同图(H)表示偏磁判别信号Epi，同图(i) 表示第一输出调制控制信号&1，同图(J)表示第二输出调制控制信号&2。接着，使用图5至图7说明实施方式2的偏磁判别的工作。在图6所示的时刻t = tl t2的小电流期间中，在图7所示的C点的输入电流值(25A)时，图5所示的取样保持电路SH，同步于第一输出调制控制信号Scl进行取样保持，对在第一输出调制控制信号Scl变为低电平的时刻t = til时的输入电流值(25A)进行取样保持，并作为图3(F)所示的取样保持信号Si输出。然后，图5所示的加法电路AD， 在图6(F)示出的取样保持信号Si的值(25A)上加上由对应输入电流偏磁电流设定电路EI 对应逆变频率的半周期前的输入电流值而产生的偏磁电流值(例如4A)，并作为加法信号 Ad进行输出，一旦输入加法信号Ad，则移相电路FS就进行移相，直到逆变频率的半周期结束的时刻t = t2，并作为偏磁电流基准值Η^29Α)进行输出。如果在时刻t = t2 t3的小电流期间中因负载变动而产生偏磁，就如图6⑶所示，输入电流检测信号Id的值急剧上升，例如成为40A。然后，比较电路CP在时刻t = t21 中，对同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(40A)和逆变频率的半周期前的偏磁电流基准值 Eh的值⑵A)进行比较，由于绝对值信号Fw的值比偏磁电流基准值Eh的值大，所以比较电路CP使比较信号Cp成为高电平，防止偏磁电路HD，对应比较信号Cp的高电平使防止偏磁信号Hd成为高电平，直到t = t3都维持高电平。然后，通过反转电路IN反转防止偏磁信号Hd，使同图(H)示出的偏磁判别信号Epi成为低电平。
形成禁止电路的第二“与”电路AND2，进行偏磁判别信号Epi和第二脉冲宽度调制信号Pw2的与逻辑，并输出第二输出调制控制信号&2，在时刻t = t21变为低电平，由此， 从输入偏磁判别信号的时间点到高频交流的半周期结束的时刻t = t3都禁止第二输出调制控制信号Sc2的输出，抑制偏磁电流的上升，进行偏磁的消除。在时刻t = t3 t4的中电流期间，在图7所示的B点的输入电流值(50A)时，图 5所示的取样保持电路SH，同步于第一输出调制控制信号Scl进行取样保持，对第一输出调制控制信号Scl变为低电平的时刻t = t31时的输入电流值(50A)进行取样保持，并作为图6 (F)所示的取样保持信号Si输出。然后，图5所示的加法电路AD，在图6 (F)示出的取样保持信号Si的值(50A)上加上由对应输入电流偏磁电流设定电路EI对应输入电流值而产生的偏磁电流值(IOA)，并作为加法信号Ad进行输出，一旦输入加法信号Ad，则移相电路 FS就进行移相，直到逆变频率的半周期结束的时刻t = t4，并作为偏磁电流基准值H1 (60A) 进行输出。如果在图6所示的时刻t = t4 t5的中电流期间中因负载变动而产生偏磁，就如图6(D)所示，输入电流检测信号Id的值急剧上升，例如成为80A。然后，在时刻t = t41 中，对同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(80A)和由偏磁电流基准产生电路EH产生的逆变频率的半周期前的偏磁电流基准值H1的值(60A)进行比较，由于同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(80A)在偏磁电流基准值H1 (60A)以上，所以比较电路CP使比较信号Cp成为高电平，防止偏磁电路HD对应比较信号Cp的高电平而使防止偏磁信号Hd成为高电平，直到时刻t = t5都维持高电平。然后，通过反转电路IN反转防止偏磁信号Hd，使同图(H)所示的偏磁判别信号Epi成为低电平。形成禁止电路的第二“与”电路AND2，进行偏磁判别信号Epi和第二脉冲宽度调制信号Pw2的与逻辑，并输出第二输出调制控制信号&2，在时刻t = t41变为低电平，由此， 从输入偏磁判别信号的时间点到高频交流的半周期结束的时刻t = t5都禁止第二输出调制控制信号Sc2,抑制偏磁电流的上升，进行偏磁的消除。在时刻t = t5 t6的期间，图5所示的取样保持电路SH，同步于第一输出调制控制信号Scl进行取样保持，对第一输出调制控制信号Scl变为低电平的时刻t = t51时的输入电流值(75A)进行取样保持，并作为图6(F)所示的取样保持信号Si输出。加法电路AD，在取样保持信号Si的值(75A)上加上偏磁电流值(20A)，并作为加法信号Ad进行输出。一旦输入加法信号Ad，则移相电路FS就进行移相，直到逆变频率的半周期结束的时刻t = t6，并作为偏磁电流基准值H!(95A)进行输出。如果在图6所示的时刻t = t6 t7的大电流期间中因负载的急变而再次产生偏磁，就如图6(D)所示，输入电流检测信号Id的值急剧上升，例如成为120A。然后，在时刻t =t61中，对同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(120A)和由偏磁电流基准产生电路EH产生的逆变频率的半周期前的偏磁电流基准值H1的值(95A)进行比较。由于同图(E)所示的绝对值信号Fw的值(120A)在偏磁电流基准值H1 (95A)以上，所以比较电路CP使比较信号Cp成为高电平，防止偏磁电路HD对应比较信号Cp的高电平而使防止偏磁信号Hd成为高电平，直到时刻t = t7都维持高电平。然后，通过反转电路IN反转防止偏磁信号Hd，使同图(F)所示的偏磁判别信号Epi成为低电平。然后，以后进行与上述相同的工作。
如上所述，由于基于逆变频率的半周期前的输入电流值产生偏磁电流值，所以能针对在输出电流值小时产生的偏磁进行偏磁产生的判别，偏磁的消除时间变短，可及早地抑制流到形成逆变电路的开关元件的过电流，大大提高保护协调的精度。
权利要求
1.一种逆变电源装置，包括逆变电路，其通过多个开关元件将直流电源转换成高频交流； 变压器，其将上述高频交流变压为适于负载的电压； 输入电流检测电路，其检测上述变压器的输入电流值； 整流电路，其对上述变压后的高频交流进行整流，并提供给负载； 输出电流检测电路，其检测上述整流后的输出电流值；输出调制控制电路，其按照上述输出电流值对上述逆变电路进行输出调制控制； 偏磁判别电路，其在上述变压器的输入电流值成为预定的偏磁电流基准值以上时判别为上述变压器的偏磁，并输出偏磁判别信号；以及禁止电路，其从输入上述偏磁判别信号的时间点到预定的逆变频率的半周期结束为止禁止上述输出调制控制，使上述逆变电路的开关元件变化为截止状态， 该逆变电源装置的特征在于，设置用于产生上述偏磁电流基准值的偏磁电流基准产生电路， 上述偏磁电流基准产生电路按上述逆变频率的每一个半周期对上述变压器的输入电流值进行取样保持，并且在上述取样保持后的值上加上预定的偏磁电流值，来产生每一个上述半周期的偏磁电流基准值，上述偏磁判别电路对上述输入电流值和上述半周期前的偏磁电流基准值进行比较。
2.根据权利要求1所述的逆变电源装置，其特征在于， 基于上述半周期前的输入电流值使上述偏磁电流值变化。
全文摘要
本发明的目的在于，提供一种逆变电源装置，可不影响到变压器的一次侧的输入电流值，进行精度良好的偏磁判别。该逆变电源装置包括逆变电路；变压器，其变压为适于负载的电压；输入电流检测电路，其检测变压器的输入电流值；输出电流检测电路，其检测输出电流值；输出调制控制电路，其控制逆变电路；偏磁判别电路，其在输入电流值成为偏磁电流基准值以上时判别为偏磁；以及禁止电路，其从判别偏磁的时间点到逆变频率的半周期结束都禁止输出调制控制；该逆变电源装置的特征在于，偏磁电流基准产生电路在按逆变频率的每一个半周期对变压器的输入电流值进行取样保持后的值上加上预定的偏磁电流值，产生每一个半周期的偏磁电流基准值，偏磁判别电路对输入电流值和半周期前的偏磁电流基准值进行比较。
文档编号H02M3/335GK102315776SQ20111017038
公开日2012年1月11日 申请日期2011年6月20日 优先权日2010年7月5日
发明者大西孝典 申请人:株式会社大亨