专利名称：逆变器的准谐振控制电路的制作方法
技术领域：
本 发明涉及准谐振检测及控制技术领域，具体来说，本发明涉及一种逆变器的准谐振控制电路。
背景技术：
在现有的逆变器领域中，准谐振技术是一个广泛使用的提高效率、改善可靠性和降低成本的方法。它使逆变器的主开关管在两端电压的波谷开通，从而降低了主开关管的能量损耗，有时两端的电压可能降到零。通过对主开关管开通及关断时间的控制，可以实现准谐振开关功能，从而有效地降低能量损耗、提高效率。准谐振技术降低了 MOSFET的开关损耗，从而提高可靠性。此外，更软的开关能够改善电源的EMI特性，允许设计人员减少使用滤波器的数目，从而降低成本。反激电路是逆变器中直流-直流转换器的一个常见的拓扑，在反激式电源设计中采用准谐振或谷值开关方案有着若干优势1.降低开通损耗这种设计为设计人员提供了较低的开通损耗。由于MOSFET转换具有最小的漏源电压，在某些情况下甚至为零，故可以减小甚至消除开通电流尖峰。这减轻了 MOSFET的压力以及电源的EMI特性。2.降低关断损耗准谐振也意味着更小的关断损耗。由于规定MOSFET会在谷值处进行转换，在某些情况下，可能会增加额外的漏源电容，以减低漏源电压的上升速度。较慢的漏源电压上升时间会减少MOSFET关断时漏极电流和漏源电压之间的电压/电流交迭， 使到MOSFET的功耗更少，从而降低其温度以及增强其可靠性。3.减少EMI 导通电流尖峰的减小或者消除以及较慢的漏源电压上升速度都会减少EMI。一般而言，这就允许减少EMI滤波器的使用数量，从而降低电源成本。现有技术通常利用检测电路来有效地“感测”逆变器的主开关管(MOSFET)漏源电压的第一个最小值或谷值，并仅在这时启动主开关管的导通时间。由于寄生电容被充电到最小电压，导通的电流尖峰将会最小化，这种情况常被称为谷值开关(Valley Switching)。 在某些条件下，设计人员甚至可能获得准谐振开关(ZVS)，即当主开关管被激活时没有漏源电压。在这种情况下，由于寄生电容没有被充电，因此导通的电流尖峰不会出现。这种电源本身是由线路/荷载条件决定的可变频率系统。换言之，调节是通过改变电源的工作频率来进行，不管当时负载或线路电压是多少，主开关管始终保持在谷底的时候导通。图1为现有技术中的一个在两个不同的输入电压Vinl和Vin2下主开关管漏源电压的变化曲线示意图。如图所示，假设输入电压Vinl >Vin2，在输入电压Vinl下，曲线101 所代表的漏源电压Vds的第一波谷电压Vds_vl高于准谐振阈值电压VQR，故准谐振未工作， 漏源电压Vds继续保持震荡波形；在输入电压Vin2下，曲线102所代表的漏源电压Vds的第一波谷(图中未示出)低于准谐振阈值电压VQR，则准谐振控制电路产生主开关管驱动信号，准谐振开始工作。随着主开关管开通，漏源电压Vds随着时间t下降到零。图2为现有技术中的一个波谷电压Vds_v、准谐振阈值电压VQR和输入电压Vin的关系示意图。波谷电压Vds_v随着输入电压Vin的增加而增加，而准谐振阈值电压VQR是恒定值。如图所示，两条线的交叉点给出准谐振工作的范围在图中竖线的左边，波谷电压 Vds_v低于交叉点，准谐振工作；在图中竖线的右边，波谷电压Vds_v高于交叉点，准谐振不
工作。 图3为现有技术中的一个逆变器的准谐振控制电路的简单示意图。如图所示，准谐振控制电路300可以包括准谐振检测电路302，其一端连接到逆变器的主开关管Qfb的源极端，另一端与主开关管Qfb的漏极端一起连接到一公共接地端GND，用于根据主开关管Qfb的漏源电压Vds 开启或者不开启主开关管Qfb的准谐振功能；主开关管控制电路301，其跨接在准谐振检测电路302与主开关管Qfb的栅极端之间，用于根据准谐振检测电路302的输出信号控制主开关管Qfb开通或者关断；其中，准谐振检测电路302可以包括分压电路303，其一端连接到逆变器的主开关管Qfb的源极端，另一端与主开关管 Qfb的漏极端一起连接到一公共接地端GND，用于将主开关管Qfb的漏源电压Vds按比例输出；电压选择开关管Q，其源极端透过一第三电阻R3连接到一高电压端Vcc，漏极端连接到分压电路303的另一端，栅极端与分压电路303的电压输出端相连接，用于根据分压电路303的输出电压(即电压选择开关管Q的栅极电压Vg)的大小来选择开通或者关断之。其中，分压电路303可以包括第一分压电阻Rl，其一端连接到主开关管Qfb的源极端；第二分压电阻R2，其一端与第一分压电阻Rl的另一端相连接，另一端与主开关管 Qfb的漏极端一起连接到一公共接地端GND。第一分压电阻Rl和第二分压电阻R2的共同连接点连接到电压选择开关管Q的栅极端，用于将漏源电压Vds按照比例(R2/(R1+R2))输出到电压选择开关管Q的栅极端，作为其栅极电压Vg。另外，在第二分压电阻R2的两端还可以并联连接有一稳压管D，用于稳定分压电路303的输出电压Vg。继续参照图3所示的准谐振控制电路图，当栅极电压Vg超过电压选择开关管Q的开启电压Vth时，电压选择开关管Q开通，准谐振控制电路300提供给主开关管控制电路 301低电压；当栅极电压Vg低于电压选择开关管Q的开启电压Vth时，电压选择开关管Q关断，准谐振控制电路300提供给主开关管控制电路301高电压。由此可以看到Vg/R2 = Vds/(R1+R2)，则Vds = Vg(Rl+R2)/R2，所以引起主开关管 Qfb启动的准谐振阈值电压是VQR = Vth (R1+R2) /R2。也就是说，当主开关管Qfb漏源电压 Vds的第一个最小值或谷值(波谷电压)Vds_v降到准谐振阈值电压VQR时，主开关管Qfb 启动。当开关管Qfb漏源电压Vds的第一个最小值或谷值Vds_v高于准谐振阈值电压VQR 时，主开关管Qfb就不会启动，也就无法实现准谐振工作。为了实现主开关管Qfb的准谐振开关，需要使用尽可能小的准谐振阈值电压VQR， 但又要保证准谐振阈值电压VQR高于漏源电压Vds的第一个最小值或谷值Vds_v。而漏源电压Vds的第一个最小值或谷值Vds_v与输入电压Vin相关，输入电压Vin越高时，波谷电压Vds_v也越高，这会给应用带来相应的问题。例如，在输入电压Vin = 20V时，波谷电压Vds_vl = IV，而在输入电压Vin = 50V，波谷电压Vds_v2 = 10V。为了达到在20V 50V 输入电压范围的准谐振开通，准谐振阈值电压VQR设定为大于波谷电压Vds_v2，比如12V。 但这样的话，主开关管Qfb都是在漏源电压Vds = 12V时开通，并非波形的谷底，所以准谐振开关的效果不佳，能量损耗大。由此可见，现有的准谐振开关技术的一个问题是输入电压的范围有限。对于有较大输入电压范围的逆变器，例如太阳能光伏逆变器，无法实现在整个工作电压范围内的准谐振开关。通常输入电压越高，电压的波谷越高。为实现准谐振，通常使用准谐振检测电路检测主开关管Qfb的漏源电压，并实现当漏源电压降到设定的值(即VQR)时，开启主开关管Qfb。当主开关管漏源电压Vds的波谷Vds_v低于VQR时，当漏源电压Vds降到VQR时， 准谐振检测电路产生信号，驱动主开关管Qfb开启。当开关管漏源电压Vds的波谷Vds_v 高于VQR时，漏源电压Vds永远不会降到VQR，准谐振无法正常工作。如果提高这个设定的值VQR来保证高输入电压时波谷电压低于该值，则在低输入电压时，主开关管Qfb也在该设定值VQR开启，而不能在它们本可以达到的更低的值再开启，造成了更多的能量损耗，降低了工作效率。 现有的准谐振开关技术的另一个问题是输出功率的限制。当在准谐振的第一个波谷开通主开关管Qfb时，开关频率高，决定了输出功率高。为实现低功率时的准谐振开通， 需要降低频率。现在通常采用不在第一个波谷导通，而是检测后面的第η个波谷导通，同时实现降频和准谐振开通。而这种方法要求进行多次波谷的检测，波谷的电压逐步升高。如果检测第η个波谷进行准谐振控制，如前面描述，要设定更高的VQR电压。为获得好的准谐振效率，需要对不同的波谷设置不同的VQR值。对于并网逆变器，输出功率在低相位时低， 而且随相位不停变化。这样的降频准谐振控制方法在硬件和软件上的要求较高。所以，需要使准谐振技术适用于并网逆变器在不同的输入电压、功率和交流输出相位的情形。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种逆变器的准谐振控制电路，使逆变器在较宽的输入电压范围内的准谐振控制得到优化，实现低输入功率以及交流输出的低相位的准谐振控制。为解决上述技术问题，本发明提供一种逆变器的准谐振控制电路，包括准谐振检测电路，其一端连接到所述逆变器的主开关管的源极端，另一端与所述主开关管的漏极端一起连接到一公共接地端，用于根据所述主开关管的漏源电压检测开启所述主开关管的准谐振功能并发出准谐振控制信号；准谐振时间控制电路，与所述准谐振检测电路相连接，用于接收所述准谐振控制信号并作时间延迟；主开关管控制电路，跨接在所述准谐振时间控制电路与所述主开关管的栅极端之间，用于根据所述准谐振时间控制电路的输出信号控制所述主开关管开通或者关断。 可选地，所述准谐振检测电路包括 分压电路，其一端连接到所述主开关管的源极端，另一端与所述主开关管的漏极端一起连接到一公共接地端，用于将主开关管的漏源电压按比例输出；
电压选择开关管，其源极端通过一第一电阻连接到一高电压端，漏极端连接到所述分压电路的另一端，栅极端与所述分压电路的电压输出端相连接，用于根据所述分压电路的输出电压的大小来选择开通或者关断之。可选地，所述分压电路包括第二电阻，其一端连接到所述主开关管的漏源电压；第三电阻，其一端与所述第二电阻的另一端相连接，所述第三电阻的另一端连接到所述公共接地端；其中，所述第二电阻和所述第三电阻的公共接点连接到所述电压选择开关管的栅极端，用于将所述漏源电压按比例输出到所述电压选择开关管的栅极端。可选地，所述准谐振检测电路还包括稳压管，其跨接在所述第二电阻和所述第三电阻的公共接点与所述公共接地端之间，用于稳定所述分压电路的输出电压。可选地，所述时间延迟为所述漏源电压从准谐振阈值电压初次到达波谷的时间。可选地，所述时间延迟与所述逆变器的具体输入电压相关，由所述准谐振时间控制电路自动计算。可选地，所述时间延迟为所述漏源电压从准谐振阈值电压初次到达波谷的时间加上准谐振周期的整数倍。可选地，所述准谐振周期的整数倍的计算式为ηΤτ = η·π·」Lp . Cp其中，η为整数，Tr为所述准谐振周期，Lp为所述逆变器的原边励磁电感量，Cp为所述主开关管总的输出电容。可选地，所述η值与所述逆变器的输入功率或者平均输出功率相关。可选地，所述主开关管或者电压选择开关管为NMOS场效应晶体管。与现有技术相比，本发明具有以下优点本发明采用加入准谐振时间控制电路，对接收的准谐振控制信号增加时间延迟， 来控制逆变器主开关管的开通时间，使主开关管的开通在漏源电压的波谷进行，从而使逆变器在较宽的输入电压范围内的准谐振控制得到优化。另外，本发明延迟的时间可根据逆变器工作条件的不同由准谐振时间控制电路自动计算，比如对于不同的输入电压等。本发明通过在第一个波谷时间后增加降频延迟，延迟时间可为准谐振周期的整数倍，控制主开关管的开通时间，实现了低输入功率以及交流输出的低相位的准谐振控制。
本发明的上述的以及其他的特征、性质和优势将通过下面结合附图和实施例的描述而变得更加明显，其中图1为现有技术中的一个在两个不同的输入电压下主开关管漏源电压的变化曲线示意图；图2为现有技术中的一个波谷电压、准谐振阈值电压和输入电压的关系示意图；图3为现有技术中的一个逆变器的准谐振控制电路的简单示意图4为本发明一个实施例的逆变器的准谐振控制电路的示意图；图5为现有技术中一个准谐振控制主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图；图6为本发明一个实施例的准谐振优化控制单个输入电压下主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图；图7为本发明一个实施例的准谐振优化控制多个输入电压下主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图；图8为本发明另一个实施例的准谐振优化控制主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图。
具体实施例方式下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，在以下的描述中阐述了更多的细节以便于充分理解本发明，但是本发明显然能够以多种不同于此描述地其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下根据实际应用情况作类似推广、演绎，因此不应以此具体实施例的内容限制本发明的保护范围。图4为本发明一个实施例的逆变器的准谐振控制电路的示意图。如图4所示，该准谐振控制电路400可以包括主开关管控制电路401、准谐振时间控制电路402以及准谐振检测电路403。其中，准谐振检测电路403的一端连接到逆变器(未图示)的主开关管Qfb 的源极端，另一端与主开关管Qfb的漏极端一起连接到一公共接地端GND，用于根据主开关管Qfb的漏源电压Vds检测开启主开关管Qfb的准谐振功能并发出准谐振控制信号。准谐振时间控制电路402与准谐振检测电路403相连接，用于接收准谐振控制信号并作时间延迟DT。主开关管控制电路401跨接在准谐振时间控制电路402与主开关管Qfb的栅极端之间，用于根据准谐振时间控制电路402的输出信号控制主开关管Qfb开通或者关断。继续如图4所示，在本实施例中，准谐振检测电路403可以包括分压电路404和电压选择开关管Q。其中，分压电路404的一端连接到主开关管Qfb的源极端，另一端与主开关管Qfb的漏极端一起连接到公共接地端GND，用于将主开关管Qfb的漏源电压Vds按比例输出。电压选择开关管Q的源极端通过一第一电阻R3连接到一高电压端Vcc，漏极端连接到分压电路404的另一端，栅极端与分压电路404的电压输出端相连接，用于根据分压电路 404的输出电压Vg的大小来选择开通或者关断之。还是如图4所示，在本实施例中，分压电路404可以包括第二电阻Rl和第三电阻 R2。其中，第二电阻Rl的一端连接到主开关管Qfb的漏源电压Vds。第三电阻R2的一端与第二电阻Rl的另一端相连接，第三电阻R2的另一端连接到公共接地端GND。其中，第二电阻Rl和第三电阻R2的公共接点连接到电压选择开关管Q的栅极端，用于将漏源电压Vds 按比例输出(Vg)到电压选择开关管Q的栅极端。在本实施例中，准谐振检测电路403可以还包括稳压管D。该稳压管D跨接在第二电阻Rl和第三电阻R2的公共接点与公共接地端GND之间，用于稳定分压电路404的输出电压Vgo在本实施例中，上述主开关管Qfb或者电压选择开关管Q除了可以是NMOS场效应晶体管之外，还可以是其他电压控制可变电阻如JFET，或者是电流控制可变电阻，如三极管BJT，及其他具有类似特性的元件，这可以在本领域技术人员熟知的范围内作任意的改变。图5为现有技术中一个准谐振控制主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图。如图所示，主开关管Qfb的漏源电压Vds由平台开始下降到达准谐振阈值电压VQR的时间点TQR时，准谐振检测电路302会发出准谐振控制信号给主开关管控制电路301，指示开通主开关管Qfb。图6为本发明一个实施例的准谐振优化控制单个输入电压下主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图。如图所示，主开关管Qfb的漏源电压Vds到达准谐振阈值电压VQR的时间点TQR时，准谐振检测电路403发出准谐振控制信号给准谐振时间控制电路 402，该准谐振时间控制电路402在时间TQR上加时间延迟DT，然后将延迟后的输出信号发给主开关管控制电路401，使主开关管Qfb在漏源电压Vds曲线处于波谷的时间点TV开通。图7为本发明一个实施例的准谐振优化控制多个输入电压下主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图。如图所示，对于3个不同的逆变器输入电压Vinl、Vin2、Vin3， 主开关管Qfb的漏源电压Vds到达准谐振阈值电压VQR的时间点分别为TQR1、TQR2、TQR3， 而漏源电压Vds初次到达波谷的时间点则分别为TV1、TV2、TV3。两个时间点的差别分别为 DT1、DT2和DT3。通过设定延迟时间DT和输入电压Vin之间的关系DT = DT(Vin)，则不同输入电压Vin下的延迟时间DT由准谐振时间控制电路402计算，可以获得主开关管Qfb实际应开通的时间点TV = TQR+DT。图8为本发明另一个实施例的准谐振优化控制主开关管的漏源电压随时间变化的曲线示意图。如图所示，通过以上的设置，本实施例获得第一波谷的时间TVl后，可以再增加准谐振周期Tr整数倍的时间延迟，使主开关管Qfb在第η个波谷开通。准谐振周期Tr 的整数倍的计算式为ηΤτ = η·π·」Lp · Cp其中，η为整数，Tr为准谐振周期，Lp为逆变器的原边励磁电感量，Cp为主开关管总的输出电容。η值可由功率P的需求计算，功率P越低，η越大；功率P越高，η越小。η值和功率P的关系η = η (P)可以设定在准谐振时间控制电路402中，在计算获得η值后，再计算准谐振周期延迟Tr，然后加到第一波谷时间TV1，便获得第η波谷时间，进行主开关管Qfb 开通，实现低频率的准谐振控制。在这里，功率P可以是逆变器的输入功率或者平均输出功率。这个低频的准谐振控制可以实现提高低功率下的转换效率。对于交流输出，即时功率Po(t)是正弦波形的，在低相位，即时功率低。也可以采用上面描述的方法在低相位进行第η波谷的准谐振开通。这里η值可以使用即时功率和η 值的关系η(Ρ)计算η值。也可以由相位ω计算，相位ω越低，η值越大，η值和相位ω的关系η = η(ω)可以设定在准谐振时间控制电路402中。计算获得η值后，计算准谐振周期延迟Tr，然后加到第一波谷时间TVl，便获得第η波谷时间，进行主开关管Qfb开通，实现低频率的准谐振控制。采用这种不同相位准谐振优化的方法，可以提高逆变器的输出质量和转换效率。本发明采用加入准谐振时间控制电路，对接收的准谐振控制信号增加时间延迟， 来控制逆变器主开关管的开通时间，使主开关管的开通在漏源电压的波谷进行，从而使逆变器在较宽的输入电压范围内的准谐振控制得到优化。
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另外，本发明延迟的时间可根据逆变器工作条件的不同由准谐振时间控制电路自动计算，比如对于不同的输入电压等。本发明通过在第一个波谷时间后增加降频延迟，延迟时间可为准谐振周期的整数倍，控制主开关管的开通时间，实现了低输入功率以及交流输出的低相位的准谐振控制。本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何修改、等同变化及修饰，均落入本发明权利要求所界定的保护范围之内。
权利要求
1.一种逆变器的准谐振控制电路，包括准谐振检测电路，其一端连接到所述逆变器的主开关管的源极端，另一端与所述主开关管的漏极端一起连接到一公共接地端，用于根据所述主开关管的漏源电压检测开启所述主开关管的准谐振功能并发出准谐振控制信号；准谐振时间控制电路，与所述准谐振检测电路相连接，用于接收所述准谐振控制信号并作时间延迟；主开关管控制电路，跨接在所述准谐振时间控制电路与所述主开关管的栅极端之间， 用于根据所述准谐振时间控制电路的输出信号控制所述主开关管开通或者关断。
2.根据权利要求1所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述准谐振检测电路包括 分压电路，其一端连接到所述主开关管的源极端，另一端与所述主开关管的漏极端一起连接到一公共接地端，用于将主开关管的漏源电压按比例输出；电压选择开关管，其源极端通过一第一电阻连接到一高电压端，漏极端连接到所述分压电路的另一端，栅极端与所述分压电路的电压输出端相连接，用于根据所述分压电路的输出电压的大小来选择开通或者关断之。
3.根据权利要求2所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述分压电路包括 第二电阻，其一端连接到所述主开关管的漏源电压；第三电阻，其一端与所述第二电阻的另一端相连接，所述第三电阻的另一端连接到所述公共接地端；其中，所述第二电阻和所述第三电阻的公共接点连接到所述电压选择开关管的栅极端，用于将所述漏源电压按比例输出到所述电压选择开关管的栅极端。
4.根据权利要求2所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述准谐振检测电路还包括 稳压管，其跨接在所述第二电阻和所述第三电阻的公共接点与所述公共接地端之间，用于稳定所述分压电路的输出电压。
5.根据权利要求3或4所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述时间延迟为所述漏源电压从准谐振阈值电压初次到达波谷的时间。
6.根据权利要求5所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述时间延迟与所述逆变器的具体输入电压相关，由所述准谐振时间控制电路自动计算。
7.根据权利要求3或4所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述时间延迟为所述漏源电压从准谐振阈值电压初次到达波谷的时间加上准谐振周期的整数倍。
8.根据权利要求7所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述准谐振周期的整数倍的计算式为其中，η为整数，Tr为所述准谐振周期，Lp为所述逆变器的原边励磁电感量，Cp为所述主开关管总的输出电容。
9.根据权利要求8所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述η值与所述逆变器的输入功率或者平均输出功率相关。
10.根据权利要求1至4中任一项所述的准谐振控制电路，其特征在于，所述主开关管或者电压选择开关管为NMOS场效应晶体管。
全文摘要
本发明提供一种逆变器的准谐振控制电路，包括准谐振检测电路，其一端连接到逆变器的主开关管的源极端，另一端与主开关管的漏极端一起连接到一公共接地端，用于根据主开关管的漏源电压检测开启主开关管的准谐振功能并发出准谐振控制信号；准谐振时间控制电路，与准谐振检测电路相连接，用于接收准谐振控制信号并作时间延迟；主开关管控制电路，跨接在准谐振时间控制电路与主开关管的栅极端之间，用于根据准谐振时间控制电路的输出信号控制主开关管开通或者关断。本发明能够使逆变器在较宽的输入电压范围内的准谐振控制得到优化，实现低输入功率以及交流输出的低相位的准谐振控制。
文档编号H02M7/5383GK102307019SQ201110231648
公开日2012年1月4日 申请日期2011年8月12日 优先权日2011年8月12日
发明者张圣, 罗宇浩 申请人:浙江昱能光伏科技集成有限公司