专利名称：一种级联型分时段变阶高多电平静止变流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种级联型分时段变阶高多电平静止变流器，属电力电子变换技术。
背景技术：
近年来，级联型多电平逆变器在各种将直流电能转换为交流电能的场合都受到了广泛的关注。由若干个基本逆变单元通过串联连接而形成的单相/三相逆变器，称为级联型逆变器。由于级联型逆变器具有单个器件承受电压应力小，更容易实现高压大容量；在相同开关频率下输出电压、电流波形更接近正弦波，谐波含量低；不需要箝位二极管和箝位电容，结构简单、易于模块化等优势，并且虽然整体等效开关频率变高，但各个H桥单元开关频率得以降低，克服了频率过高会导致较大的开关损耗等问题，因而在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池、燃料电池等作为直流电源的逆变场合，具有广泛的应用前景。但是随着对级联型多电平逆变器的应用以及研究越来越广，对逆变器的输出性能要求逐渐提高之外，体积和重量也成为级联型逆变器必须考虑的一个重要问题。同时，级联逆变器需要大量隔离直流电压源、考虑均衡各单元利用率，以及在级联单元数较多的情况下，各种PWM控制策略将十分复杂，控制也相对困难等问题也使级联逆变器的应用受到了制约。因此，寻求一种既能降低无源器件的体积重量，又能解决增加级联单元数所导致的独立直流电压源数目过多以及PWM控制策略逻辑复杂等问题，并且可模块化设计的新型静止变流器已迫在眉睫，这对于有效提高静止变流器的变换效率、可靠性和降低成本也将具有十分重要的意义。
发明内容
1、发明目的本发明的目的在于提供一种既能克服上述现有技术缺陷，又能保留传统交错并联以及级联多电平变换器的优点，并且控制相对简单的分时段变阶高多电平的静止变流器方案。2、技术方案为了达到上述的发明目的，本发明的分时段多变电平静止变流器包括前级四路交错并联DC-DC隔离变换器和后级四单元级联逆变器。其中，前级DC-DC隔离变换器采用交错并联移相控制技术，降低了总输入电流纹波脉动幅值，减小了前端滤波器的体积重量；四路相互独立输出的双管正激型变换器，功率管电压应力低，可实现高频变压器隔离；后级四单元级联逆变器由4个单相逆变功率电路以及输出滤波器组成，其中，四单元级联拓扑结构，单元的电压等级和串联数量决定了变流器的输出电压，使得在相同输出电压情况下，各开关管电压应力降低，输出电平数增加。本发明的后级级联逆变器采用电压电流双闭环载波移相SPWM控制技术，在整体等效开关频率较高的情况下，各个H桥开关频率得以降低从而减小开关损耗，提高效率；同时和主电路的模块化结构类似，其四路载波调制电路也容易实现模块化的结构，这样在某一路出现故障时，电路可通过短路或旁路的方式，实现一定的冗余能力。本发明的新型分时段变阶高多电平控制电路，其反馈后级逆变器输出正弦电压瞬时值U。(t)，分时段改变前级四路DC-DC隔离变换器输出电压参考uref(x)，使得在不增加前级独立电压源数目的前提下，便可实现更多电平数的输出，从而大大降低输出滤波器的体积重量并改善输出电压电流波形，减少谐波含量。3、有益效果本发明的级联型分时段变阶高多电平静止变流器是一种涉及航空和新能源应用的多电平逆变器，其具有以下优点(1)级联多电平的特点使得变换器输出电压谐波含量小，有助于减小滤波器体积，同时可以降低PWM调制部分的开关频率，降低开关损耗，提高频率；(2)开关管电压应力低，适合于高压大功率场合；(3)反馈逆变器输出正弦电压瞬时值，分时段控制前级DC-DC隔离变换器实现可变电压输出，使得在不增加前端独立直流电源数目的前提下，便可输出更多电平数，从而进一步减小滤波器体积，降低谐波含量，并在相同输出特性要求下，可降低开关频率，减少开关损耗，提高系统效率；(4)四路载波调制控制电路与主电路结构均易于实现模块化设计。
图1是本发明的主电路结构框图。图2是本发明的前级交错并联式双管正激隔离变换器1的电路拓扑结构示意图。图3是本发明的后级逆变器模块1的电路拓扑结构示意图。图4是本发明的前级双管正激隔离变换器1输出电压闭环控制示意图。图5是本发明的分时段变阶高多电平闭环反馈控制框图。图6为本发明的后级为两单元级联逆变器电路拓扑结构示意图。图7为应用本发明分时段变阶高多电平技术控制两单元实现七电平工作示意图。图1-图7的主要符号名称=(I)UpHU4——分别为前级交错并联式双管正激隔离变换器1,2,3,4的输出电压；(2) Tal、Sal、Sa2、Dal和Da2构成前级双管正激隔离变换器1 中一路双管正激变换器，Ta2, Sa3、Sa4、Da3和Da4构成另一路双管正激变换器，RDal, RDa2分别为这两路变换器的整流二极管，Da5为续流二极管，La、Ca组成输出滤波电路；(3)ux(t) (χ = 1,2,3,4)—前级双管正激隔离变换器χ的输出电压瞬时值，Urefω——前级双管正激隔离变换器χ的输出电压给定；⑷Sa5-Sa8——为后级单相逆变器模块1的开关管，Cal——逆变器模块1的输入电容；(5)L、C组成后级N单元级联逆变器输出滤波电路；(6) iL(t)为后级级联逆变器滤波电感电流，U0(t), Uom——分别为后级级联逆变器输出正弦电压瞬时值和正弦电压峰值。
具体实施例方式本实施例的级联型分时段变阶高多电平静止变流器的主电路结构框图如图1所示，其特征在于DC/DC直流变换器由四个相同的双管正激隔离变换器构成，四个直流变换器的输入端并联联接，其输出端经四路变压器隔离输出U” U2, U3、U4 ；后级是由四个单相逆变功率电路以及输出滤波电路构成的级联逆变器，其输入端分别对应前级四路DC-DC变换器的输出电压，四个单相逆变电路的输出端串联后经LC滤波电路输出。本实施例的前级四路DC/DC直流变换器均采用双管正激隔离变换器拓扑结构，以交错并联双管正激变换器1为例，电路拓扑如图2所示，包括交错并联式双管正激电路、高频隔离变压器、输出全波整流电路、输出滤波电路，其连接方式为交错并联式双管正激电路包含四个开关管、四个二极管、两个变压器，其中1；1、、、532、队1和Da2构成一路双管正激变换器，开关管Sal与二极管Dal串联构成一个桥臂，二极管Da2与开关管Sa2串联构成另一个桥臂，开关管Sal的漏极与二极管Da2的阴极相连后接于前端直流电压源输入滤波器的正输出端，二极管Dal的阳极与开关管Sa2的源极相连后接于前端直流电压源输入滤波器的负输出端，开关管Sal与二极管Dal的串联节点连于高频隔离变压器Tal原边绕组的同名端，二极管D2与开关管S2的串联节点连于高频隔离变压器Tal原边绕组的异名端，高频变压器Tal 的副边绕组经全波整流电路后连于输出滤波电路两端。另一路双管正激变换器Ta2、Sa3、Sa4、 Da3和Da4连接方式与此相同，RDal, RDa2分别为这两路变换器的整流二极管，Da5为续流二极管，La,Ca组成输出滤波器，输出电压U1连接于后级相对应的逆变单元输入端。前级双管正激隔离变换器2、3、4内部的具体连接方式与前级双管正激变换器1相同，不再赘述。本实施例的后级是由四个单相逆变功率电路以及输出滤波器构成的级联逆变器， 每一级逆变器均采用非隔离型的单相H桥拓扑结构，具体的电路拓扑如图3所示，每个单相 H桥逆变模块包括四个开关管、四个反并联二极管和一个输入电容，其连接方式为开关管 Sa5与开关管Sa6串联构成一个桥臂，开关管Sa7与开关管Sa8串联构成另一个桥臂，开关管Sa5 与开关管Sa7的漏极相连后接在前级直流变换器的正相输出端，开关管Sa6与开关管Sa8的源极相连后接在前级直流变换器的负相输出端，输入电容Cal并联接在前级直流变换器正、负输出两端，开关管Sa5与开关管Sa6的串联节点连于输出滤波器的正输入端，开关管Sa7与开关管Sa8的串联节点连于后一级开关管Sb5与Sb6的串联节点，以此类推。其它各级逆变器内部器件连接方式与此级逆变器相同，不再赘述。本实施例的前级四路DC/DC直流变换器都有相互独立的一套闭环控制电路，输出电压参考uMf(x)根据后级逆变输出正弦电压瞬时值分时段进行控制，其特征在于采用交错并联移相控制技术，两路变换器闭环控制，相位相差180°互补方式工作，输入电感电流和输出电压纹波都是开关频率的两倍，纹波大大减小，因此可以减小输入电感和输出电容的体积，并提高前级模块电源系统的效率。以前级交错并联双管正激变换器1为例，各桥臂开关管驱动信号产生电路如图4所示，分时段电压给定uMfa)与前级实际电压输出U1 (t)相减生成误差信号，再与三角波载波经电压比较器交截产生PWM波，该PWM波通过驱动逻辑生成电路后控制直流变换器开关管Sal-Sa4,从而使得前级电路正常闭环工作。前级正激变换器 2，3，4与前级双管正激变换器1控制方案相同，不做赘述。本实施例的后级是由四个单相逆变功率电路以及输出滤波器构成的级联逆变器， 其特征在于采用载波移相倍频SPWM调制技术，各路载波信号相移90°，等效开关频率提高一倍，在相同的开关频率、频率调制比、直流母线电压下，倍频CPS-SPWM调制策略不仅可以消去特定次谐波，改善负载输出电压波形，还可以降低输出LC滤波参数设计。同时，和主电路的模块化结构类似，其四路载波调制电路也容易实现模块化的结构，这样在串联单元中有一个出现故障时，可通过短路或旁路的方式将此单元退出工作，其他单元仍然能够正常工作，从而实现一定的冗余能力。
本实施例的核心在于前级DC-DC隔离变换器可根据后级级联逆变器的输出正弦电压瞬时值来分时段控制其输出电压参考ω，使得前级DC-DC隔离变换器输出可变稳定直流电压(仏、U2、U3、U4)，从而在不增加前端独立电压源数目的前提下，便可实现后级逆变电路更多电平数的电压输出，其分时段DC-DC隔离变换器输出控制框图如图5所示。下面以附图6为主电路拓扑，结合附图7对本发明的级联型分时段变阶高多电平两单元静止变流器的工作原理进行详细分析，并以此类推到N单元级联型静止变流器。在图7(a)所示的幅值标幺值为1的正弦正半周内，当2/3彡U。彡1(1区域)，其所对应的正弦角度为41. 8° 138.2° (跨度为96.4° )，而当0彡U。彡2/3 (II区域)， 其所对应的正弦角度为0 41. 8°以及138. 2° 180° (跨度为83. 6° )，则I区域的电压变化率|du。/dt|要明显小于II区域；图7(b)为传统两单元级联逆变输出示意图，其I 区域与II区域的级联逆变输入电压Ux(χ = 1,2)相同，通过载波移相控制策略实现五电平的阶梯电压输出，从而降低谐波含量。图7(c)为传统两单元级联逆变器应用本发明提出的分时段变阶高多电平控制技术所得到的七电平实现工作示意图，当0彡|u。(t)|彡(2Um)/3，后级反馈给前级DC-DC直流变换器的闭环给定值为Urefω = Uref(2) = Ε，当(2UJ/3 < U0 (t) I ( Um，后级反馈给前级 DC-DC直流变换器的闭环给定值为Urefil) =u,ef⑵=2E，则在不同的正弦区域内，前级DC-DC 变换器输出电压可变，从而在不增加前端独立电源数目的前提下，实现更多电平数的输出， 降低输出电压THD。
权利要求
1.一种级联型分时段变阶高多电平静止变流器，包括前级四路DC-DC隔离变换器(1) 连于后级四单元级联逆变器(2)，前级与后级之间连接一种新型分时段变阶高多电平控制电路(3)，其特征是所述前级DC-DC隔离变换器(1)为四路相互隔离、彼此独立输出的交错并联式双管正激型直流变换器；所述后级四单元级联逆变器(2)由四个单相逆变器构成级联式结构，控制回路采用电压电流双闭环载波移相倍频SPWM技术；所述分时段变阶高多电平控制电路(3)为反馈后级逆变器输出正弦电压瞬时值，从而实现前级变阶高多电平电压输出。
2.根据权利要求1所述的级联型分时段变阶高多电平静止变流器，其特征是前级四路交错并联式双管正激型DC-DC变换器，每路都有各自独立的一套闭环控制电路，其输出电压参考uMf(x)可通过反馈后级输出正弦电压瞬时值实现分时段控制。
3.根据权利要求1所述的级联型分时段多变电平静止变流器，其特征是反馈后级四单元级联逆变器输出正弦电压瞬时值，分时段改变前级四路DC-DC隔离变换器输出电压参考uref(x)，使得在不增加前级独立电压源数目的前提下，实现分时段变阶高多电平电压输出ο
全文摘要
本发明提供了一种可模块化的级联型分时段变阶高多电平静止变流器，它包括前级四路隔离DC-DC变换器(1)连于后级四单元级联逆变器(2)，前级与后级之间连接一种新型分时段变阶高多电平控制电路(3)，其特点是前级采用四路相互独立的交错并联双管正激型直流变换器；后级由四个单相H桥构成级联式结构，采用载波移相倍频SPWM技术；前后级之间连接一种分时段变阶高多电平控制电路。本静止变流器前级有助于降低输入电流脉动，减小滤波器体积；后级功率开关器件电压应力低，电路模块化程度高，损耗小；分时段变阶高多电平控制电路使得在不增加前级独立源数目的前提下，便可实现更多电平数的输出，谐波THD低。
文档编号H02M7/42GK102332839SQ201110242588
公开日2012年1月25日 申请日期2011年8月23日 优先权日2011年8月23日
发明者叶军, 叶学俊, 叶楠, 秦海鸿, 许炜, 马婷 申请人:上海航联电子科技有限公司, 南京航空航天大学