专利名称：蓄电池化成充放电变流电路的制作方法
技术领域：
本发明属于蓄电池化成技术领域，特别涉及蓄电池化成充放电变流电路。
背景技术：
蓄电池化成是蓄电池生产过程中的一个重要环节。化学电源的正、负电极是由活性物质和支撑及导电用的“集电体”组成，一般为片状多孔体，称为极板；极板在制作时往往并非把活性物质直接加入集电体中，而是将原材料制成胶糊状，涂敷在板栅之上，或者将原材料灌入玻璃丝管中，一般也称这时的极板为“生极板”。所谓化成是指蓄电池生极板在电解液中通过充电转变为荷电状态，清除杂质，改善其电化学活性的电化学反应过程。蓄电池的化成充放电过程是一个在外加电压作用下复杂的化学反应过程，需要能够提供恒电流充放电、恒电压充电或脉冲充放电等多种工作模式的专用充放电电源装置。传统采用的可控硅全桥辅以极性切换电路构成的化成电源装置可以满足上述工作模式，实现充放电化成功能，但不足之处是功率变换采用工频相控方式，导致交流电流波形畸变严重，谐波分量大； 功率因数低，且不可控；采用工频变压器变换电压和电气隔离，损耗大，造成整机能量变换效率低，还大量消耗有色金属，成本高。与传统的AC/DC变流技术相比，PWM AC/DC变流技术是一种新型电力电子变流技术，变流器网侧电流接近正弦波，谐波含量小；网侧功率因数可控，甚至可实现单位功率因数控制，同时，在保证直流电压恒定的基础上，在不改变电路的拓扑接线方式的情况下，电压型PWM变流器自动实现能量的双向变换，动态响应速度快，具有明显的技术优势。但是， 蓄电池化成采用单级PWM AC/DC变流器实现充、放电功率变换时，存在两方面的不足，一是在整流工况运行下，电压型PWM变流器相当于升压变换器，只能在二极管全桥整流输出直流电压以上一定范围内可控稳定运行，即输出电压范围窄，适用蓄电池负载电压的能力差； 二是只能采用工频变压器隔离，仍然损耗大，效率低，大量消耗有色金属，成本高。一般一个蓄电池生产车间有上十台甚至上百台化成充电机同时并列运行，有的蓄电池组工作在充电状态，有的工作在放电状态，若将放电状态中蓄电池组释放出的电能回流到公共直流母线作为其它蓄电池组充电时的电能，会形成局部能量循环，这时能量利用的效率高，因此，从提高充放电装置的灵活性和适用性考虑，蓄电池化成宜采用两级变流方式。当采用公用直流母线的蓄电池化成充放电二级变流拓扑结构时，第二级DC/DC双向变换主电路目前多采用非隔离式斩波降压式充电和非隔离式斩波升压式放电的综合电路构成，以最大限度地降低设备制造成本，避免采用双套独立的DC/DC变换器。在化成时， 每台双向DC/DC变换器均连接一组由多个蓄电池串联构成的蓄电池组，但是，整个直流系统、二级DC/DC双向变换主电路以及连接的所有蓄电池均处于同一电耦合系统，所涵盖区域的电气连接点多面广，分布整个化成车间，当系统出现一点接地时，不易察觉，难以探测具体接地点，容易形成事故隐患；当系统不同位置再出现接地问题时，则会导致系统短路故障。从而，采用非隔离式二级DC/DC双向变换主电路会明显降低系统的安全性、可靠性以及
4经济性。
发明内容
本发明针对上述缺陷公开了蓄电池化成充放电变流电路，它的结构如下交流电源、三相电压型PWM变流器、直流母线、双向DC/DC变流模块和蓄电池模块串联；第一交流电源火线经La线性电感接入第一桥臂的上下臂连接处，第二交流电源火线经Lb线性电感接入第二桥臂的上下臂连接处，第三交流电源火线经L。线性电感接入第三桥臂的上下臂连接处；三相电压型PWM变流器的C1滤波电容与直流母线并联；双向DC/DC变流模块由I-N个对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器并联而构成，蓄电池模块由I-N个蓄电池组构成，第I-N对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的右侧分别与第I-N蓄电池组连接，左侧均与直流母线并联。所述三相电压型PWM变流器的结构如下采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；三个桥臂并联组成三相桥式电路，直流侧并联 C1滤波电容。所述三相电压型PWM变流器的控制电路的结构如下在C1滤波电容正负极之间并联&1 6电阻网络，R5I^6电阻网络、电压传感器、模数转换电路、第三加法器、电压PI调节器和第二加法器串联，第二加法器分别与d轴PI调节器和abc/dq变换器连接，abc/dq变换器分别与第一加法器、第二加法器、正弦-余弦信号发生器和电流传感器连接，各相交流电流互感器连接电流/电压转换器，第一加法器通过q轴PI调节器与dq/abc变换器连接，dq/ abc变换器分别与d轴PI调节器、q轴PI调节器、正弦-余弦信号发生器和SVPWM信号生成器连接，电压变换与锁相电路连接至正弦-余弦信号发生器，SVPWM信号生成器连接三相电压型PWM变流器。所述I-N个对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的结构相同，每个对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的功率变送分为正向功率变送和逆向功率变送；对称半桥LLC谐振式双向DC/DC变换器由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络串联构成，以 T高频变压器为中心，其左侧电路与右侧电路结构对称。所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，开关网络的连接关系如下反并联VD11快恢复二极管的V11开关管与反并联VD12快恢复二极管的V12 开关管串联，然后与Cltl滤波电容并联；所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，谐振网络的连接关系如下=VD13 二极管串联VD14 二极管，VD15 二极管串联VD16 二极管，C11分体谐振电容串联C12分体谐振电容，上述三者并联形成回路，L11谐振电感的一端接VD15 二极管、VD16 二极管、C11分体谐振电容和C12分体谐振电容的公共节点，其另一端接VD13 二极管、VD14 二极管和Lm原边激磁电感的公共节点；Lm原边激磁电感连接V11开关管和V12开关管的公共节占.
^ w\ 所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，整流器-负载网络的连接关系如下=VD21 二极管、VA2 二极管，VD23 二极管和VDm 二极管组成单相全桥整流器回路，然后与C2tl滤波电容并联。所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD13 二极
5管和VD14 二极管串联为L11谐振电感提供过电压保护；VD23 二极管和VDm 二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并在整流工况下隔离L21谐振电感；所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD23 二极管和VDm 二极管串联为L21谐振电感提供过电压保护；VD13 二极管和VD14 二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并在整流工况下隔离L11谐振电感。所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD15 二极管和VA6 二极管串联为C11分体谐振电容和C12分体谐振电容提供过电压保护；VDm 二极管和VD26 二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振；所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD25 二极管和VD26 二极管串联为C21分体谐振电容和C22分体谐振电容提供过电压保护；VDm 二极管和VD26 二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振。所述C11分体谐振电容与C12分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C11分体谐振电容与C12分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半；所述C21分体谐振电容与C22分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C21分体谐振电容与C22分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半。本发明的有益效果是一级功率变换电路在维持公共直流母线电压恒定，自动实现交流电网与直流母线之间能量双向调节的基础上，还实现高的功率因数和低谐波污染； 二级功率变换电路采用高频变压器隔离，避免了采用工频变压器损耗大、效率低、大量消耗有色金属和成本高等不足的缺陷，从而提高蓄电池化成充放电装置的变换效率、动态性能以及功率密度，缩减化成充放电装置的体积和重量；同时在一级功率变换电路和二级功率变换电路之间采用公共直流母线。当多组蓄电池组通过二级功率变换电路同时化成时，一部分蓄电池组放电释放出的电能回流到公共直流母线，作为其它部分蓄电池组充电的电能，这种局部能量循环比交流-直流至直流-直流大循环效率高，因而，第一级功率变换的工作压力减轻了，容量相对可以减少。
图1为蓄电池化成充放电变流电路的结构框图；图加为三相电压型PWM变流器的结构框图；图2b为三相电压型PWM变流器的控制电路结构图；图3为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器电路图；图如为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时的基本电路；图4b为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时等效LLC 谐振原理电路；图如为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送且重载时等效LLC谐振原理电路；图4d为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送且空载时
6等效LLC谐振原理电路；图fe为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送且fs = frl 时的工作波形；图恥为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送且f,2 < fs < frl时的工作波形；图5c为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送且> frl 时的工作波形；图6为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器增益与频率的关系曲线；图7为对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器闭环调节原理框图。
具体实施例方式下面结合附图对本发明进一步详细说明。如图1所示，本发明公开了蓄电池化成充放电变流电路，采用三相电压型PWM变流器为第一级功率变换电路，实现交流电网与公共直流母线之间的能量变换，简称为“AC/DC 一级变换”；采用对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器作为第二级功率变换电路，实现公共直流母线与蓄电池组之间的能量变换，简称为“DC/DC 二级变换”；蓄电池化成充放电变流电路的结构如下交流电源、三相电压型PWM变流器、直流母线、双向DC/DC变流模块和蓄电池模块串联；双向DC/DC变流模块由I-N个对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器并联而构成，蓄电池模块由I-N个蓄电池组构成，第I-N对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的右侧分别与第I-N蓄电池组连接，左侧均与直流母线并联。如图加所示，三相电压型PWM变流器的结构如下=V1功率开关管和VD1反并联二极管构成第一上臂，V4功率开关管和VD4反并联二极管构成第一下臂，V3功率开关管和VD3 反并联二极管构成第二上臂，V6功率开关管和VD6K并联二极管构成第二下臂，V5功率开关管和VD5反并联二极管构成第三上臂，V2功率开关管和VD2反并联二极管构成第三下臂，第一上臂和第一下臂串联构成第一桥臂，第二上臂和第二下臂串联构成第二桥臂，第三上臂和第三下臂串联构成第三桥臂，三个桥臂并联组成三相桥式电路；直流侧并联C1滤波电容 (C1滤波电容两端电压为直流母线电压UJ，第一交流电源火线A经La线性电感接入第一桥臂的上下臂连接处，第二交流电源火线B经Lb线性电感接入第二桥臂的上下臂连接处，第三交流电源火线C经L。线性电感接入第三桥臂的上下臂连接处；三相电源电动势为ea、eb、 ec，三相星形连接，中性点为N。如图2b所示，三相电压型PWM变流器的控制电路框图说明如下在C1滤波电容正负极之间并联电阻网络1，信号经电阻网络ι、电压传感器2和模数转换电路3等的隔离、衰减以及模数转换后作为反馈电压，反馈电压和给定电压￠4通过第三加法器16形成电压误差信号，并输入给电压PI调节器4，经电压PI调节器4的调节后输出控制信号，并作为d轴PI调节器6的d轴给定信号/I，反馈电流的d轴分量id和d轴给定信号/I通过第二加法器15形成d轴电流误差信号，d轴电流误差信号经d轴PI调节器6的调节后输出d 轴控制信号<，反馈电流的q轴分量、和q轴给定信号< ( <大小与无功功率给定有关)通过第一加法器14形成q轴电流误差信号，q轴电流误差信号经q轴PI调节器5的调节后输
7出q轴控制信号 <。在正弦、余弦算子(sine，C0s θ )的作用下，<，<经dq/abc变换器12 的运算，求得变流器网侧三相电压ua，ub, u。的预期值，再经SVPWM信号生成器13形成PWM 信号，功率放大后驱动三相电压型PWM变流器的功率开关管。其中，反馈电流的d轴分量 id和q轴分量、的生成过程如下三相电流经各相交流电流互感器7以及电流/电压转换器10，隔离变换形成三相电流反馈信号，三相电源电压经电压变换与锁相电路8，隔离变换并运算得到电压向量的位置角θ，经正弦-余弦信号发生器9产生正弦、余弦算子sine， cos θ的瞬时值，并作为abc/dq变换器11的运算子，三相电流反馈信号经abc/dq变换器 11的变换后，运算得到反馈电流的d轴分量id和q轴分量、。三相电压型PWM变流器的控制方法基于电网电压定向的矢量控制技术，采用双闭环控制，外环为电压控制环，内环为网侧电流控制环。现详细说明如下外环以直流输出电压信号作为电压反馈量，经&1 6电阻网络1分压、电压传感器2、 模数转换电路3获得，以给定电压U:为恒值目标，经电压PI调节器4进行比例-积分处理，输出d轴给定信号内环分为d轴PI调节器6和q轴PI调节器5，其过程是先将三相瞬时交流电流 ia、ib、i。经数学变换，解耦得到反馈电流的d轴分量id(与电压合成矢量同方向)和反馈电流的q轴分量、(与电压合成矢量垂直)；由于id与电压合成矢量同方向，因此id称为电流有功分量，控制id可调节变流器的有功功率，即直流母线电压Udc,同理i,称为电流无功分量，控制、可调节变流器的无功功率；具体运算过程现详细说明如下1)首先选取d轴矢量作为电网三相电压合成矢量的定向基准，三相电源电压通过电压变换与锁相电路8，隔离变换和运算求得任意时刻电压定向矢量的位置角θ，并经正弦-余弦信号发生器9产生正弦、余弦算子sin θ , cos θ的瞬时值，并作为abc/dq变换器 11和dq/abc变换器12的运算子。2)通过各相交流电流互感器7提取交流电流ia、ib、i。作为电流反馈量，经电流/ 电压转换器10后通过abc/dq变换器11实现从三相静止坐标系至两相同步旋转坐标系变换，将静止坐标系下相位互差120°的三相电流ia，ib，i。变换为同步旋转坐标系下直流分
量 id' iq ；3)以外环的电压PI调节器4的输出i/(d轴给定信号)作为d轴PI调节器6的给定参数，交流电流解耦得到的反馈电流的d轴分量id作为d轴PI调节器6的反馈，经d 轴PI调节器6比例-积分运算输出d轴控制信号< ；4)以无功功率或功率因数换算的无功电流分量((q轴给定信号)作为q轴？1调节器5的给定参数，交流电流解耦得到的反馈电流的d轴分量i,作为q轴PI调节器5的反馈，经q轴PI调节器5比例-积分运算输出q轴控制信号U/ ；5)u;,u；经dq/abc变换器12，将同步旋转坐标系下d轴控制信号u/、q轴控制信号 < 变换为abc三相静止坐标系下预期的PWM变流器网侧三相电压u/、ub*. u；；6)通过SVPWM信号生成器13脉宽调制后，输出六路PWM变流器桥臂功率管的控制信号。由于解耦之后，PWM变流器的有功功率与d轴电流分量成正比，无功功率与q轴电流分量成正比，其规律满足下面的关系式，其中Ue为电网相电压有效值。
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权利要求
1.蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，它的结构如下交流电源、三相电压型 PWM变流器、直流母线、双向DC/DC变流模块和蓄电池模块串联；第一交流电源火线(A)经La线性电感接入第一桥臂的上下臂连接处，第二交流电源火线(B)经Lb线性电感接入第二桥臂的上下臂连接处，第三交流电源火线(C)经L。线性电感接入第三桥臂的上下臂连接处；三相电压型PWM变流器的C1滤波电容与直流母线并联；双向DC/DC变流模块由I-N个对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器并联而构成， 蓄电池模块由I-N个蓄电池组构成，第I-N对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的右侧分别与第I-N蓄电池组连接，左侧均与直流母线并联。
2.根据权利要求1所述的蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，所述三相电压型 PWM变流器的结构如下采用具有反并联二极管的功率开关管构成上臂和下臂，上、下臂串联构成一个桥臂；三个桥臂并联组成三相桥式电路，直流侧并联C1滤波电容。
3.根据权利要求1所述的蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，所述三相电压型 PWM变流器的控制电路的结构如下在C1滤波电容正负极之间并联电阻网络⑴，电阻网络(1)、电压传感器O)、模数转换电路(3)、第三加法器(16)、电压PI调节器(4)和第二加法器(15)串联，第二加法器(15)分别与d轴PI调节器(6)和abc/dq变换器(11) 连接，abc/dq变换器(11)分别与第一加法器(14)、第二加法器(15)、正弦-余弦信号发生器(9)和电流传感器(10)连接，各相交流电流互感器(7)连接电流/电压转换器(10)，第一加法器(14)通过q轴PI调节器( 与dq/abc变换器(1 连接，dq/abc变换器(12)分别与d轴PI调节器(6)、q轴PI调节器(5)、正弦-余弦信号发生器(9)和SVPWM信号生成器(13)连接，电压变换与锁相电路(8)连接至正弦-余弦信号发生器(9)，SVPWM信号生成器(1 连接三相电压型PWM变流器。
4.根据权利要求1所述的蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，所述I-N个对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的结构相同，每个对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器的功率变送分为正向功率变送和逆向功率变送；对称半桥LLC谐振式双向DC/DC 变换器由开关网络、谐振网络与整流器-负载网络串联构成，以T高频变压器为中心，其左侧电路与右侧电路结构对称。
5.根据权利要求1所述的蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，所述对称半桥LLC 谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，开关网络的连接关系如下反并联VD11 快恢复二极管的V11开关管与反并联VD12快恢复二极管的V12开关管串联，然后与Cltl滤波电容并联；所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，谐振网络的连接关系如下=VD13 二极管串联VD14 二极管，VD15 二极管串联VD16 二极管，C11分体谐振电容串联C12分体谐振电容，上述三者并联形成回路，L11谐振电感的一端接VD15 二极管、VD16 二极管、C11分体谐振电容和C12分体谐振电容的公共节点，其另一端接VD13 二极管、VD14 二极管和Lm原边激磁电感的公共节点；Lm原边激磁电感连接V11开关管和V12开关管的公共节点；所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，整流器-负载网络的连接关系如下=VD21 二极管、VA2 二极管，VD23 二极管和VDm 二极管组成单相全桥整流器回路，然后与C2tl滤波电容并联。
6.根据权利要求1所述的蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD13 二极管和VD14 二极管串联为L11谐振电感提供过电压保护；VDm二极管和VDm二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离 L21谐振电感；所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD23 二极管和 VD24 二极管串联为L21谐振电感提供过电压保护；VD13 二极管和VD14 二极管为单相全桥整流器的一条整流臂，并隔离L11谐振电感。
7.根据权利要求1所述的蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，所述对称半桥LLC 谐振式双向直流-直流变换器进行正向功率变送时，VD15 二极管和VD16 二极管串联为C11分体谐振电容和C12分体谐振电容提供过电压保护；VD25 二极管和VD26 二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振；所述对称半桥LLC谐振式双向直流-直流变换器进行逆向功率变送时，VD25 二极管和 VD26 二极管串联为C21分体谐振电容和C22分体谐振电容提供过电压保护；VD25 二极管和VD26 二极管抑制单相全桥整流器回路出现的LC谐振。
8.根据权利要求5所述的蓄电池化成充放电变流电路，其特征在于，所述C11分体谐振电容与C12分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C11分体谐振电容与C12分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半；所述C21分体谐振电容与C22分体谐振电容串联构成分体谐振电容拓补结构，C21分体谐振电容与C22分体谐振电容的均方根电流为单个谐振电容的一半，其电容量为单个谐振电容的一半。
全文摘要
本发明公开了属于蓄电池化成技术领域的蓄电池化成充放电变流电路。它的结构如下交流电源、三相电压型PWM变流器、直流母线、双向DC/DC变流模块和蓄电池模块串联。本发明的有益效果为三相电压型PWM变流器具有高的功率因数和低谐波污染；双向DC/DC变流模块提高了蓄电池化成充放电装置的变换效率、动态性能以及功率密度，缩减化成充放电装置的体积和重量；同时提高了能量的利用效率，从而有效提高系统的安全性、可靠性以及经济性。
文档编号H02M3/335GK102437628SQ20111032414
公开日2012年5月2日 申请日期2011年10月22日 优先权日2011年10月22日
发明者张波, 董清, 颜湘武 申请人:华北电力大学(保定)