专利名称：电子安定器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电子安定器，且特别涉及一种可产生非对称驱动信号的电子安定器。
背景技术：
目前,气体放电式的突光灯管(fluorescent lamp)已成为普遍使用的照明设备。荧光灯管的发光效率优于传统白炽灯泡，因为荧光灯管所消耗的能量中较高比例被转化为可见光，产生的废热较少。因此，同一亮度下的荧光灯管的操作温度比白炽传统灯泡要低，且发光效率较佳，经常可见于各种照明应用当中。现有的荧光灯管需要搭配电子安定器使用。请参阅图1，其为现有的电子安定器100的示意图。现有的电子安定器100中可包含直流电源180、整流电路190、逆变器160、变压模块120以及谐振电路140。然而，荧光灯管在低温下(如荧光灯管刚启动时)或低功率下(如荧光灯管被调光设定于低亮度下操作时)容易产生纹波(striation)现象，请一并参阅图2，图2为现有的荧光灯管200发生纹波现象的示意图。发生纹波现象的荧光灯管200将有亮暗闪烁的情况，将影响使用者的视觉感受，此外，低功率下的纹波现象也限制了荧光灯管200的调光范围。现有技术解决纹波现象的方法包含，在电子安定器100中逆变器160的驱动信号加入一直流分量，或是，提供非对称波形作为驱动信号，由此可解决荧光灯管200上的纹波现象。加入直流分量的驱动信号，请参阅图3，其为加入直流分量104的驱动信号波形102的示意图。然而，图3所示的驱动信号波形中，直流分量会持续消耗荧光灯管的单边灯丝发光物质，导致灯管寿命缩短。另一种现有解决方式中，提供非对称波形作为驱动信号，请参阅图4，其为现有的一种非对称驱动波形106的示意图。非对称波形可以通过非对称驱动电路达到，但是非对称驱动电路会导致荧光灯管的电子安定器其中一个功率开关元件(如双极结型晶体管)进入过度饱和，过度饱和的功率开关元件将导致切换损耗上升并使得操作温度提高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种电子安定器，以解决荧光灯管的纹波现象的问题。为解决上述问题，本发明提出了一种电子安定器，用以对应发光负载(例如气体放电式的荧光灯管)，其中，电子安定器产生非对称驱动波形至高频推挽式逆变器中的两个开关元件，于本案的非对称驱动波形中包含用以放电关断上述两个开关元件的两个放电波形部分，其中上述两放电波形部分的电流幅度与时间宽度相异，进而实现非对称驱动波形。本案的驱动波形中对应两个开关元件的充电波形部分大致相同，仅主要采用放电波形部分的不同来实现两开关元件的放电关断时间差异化，由此以解决荧光灯管的纹波现象。
本发明提供了一种电子安定器，其用于对应一发光负载，该电子安定器包含变压模块、谐振电路、高频推挽式逆变器以及驱动控制模块。谐振电路耦接至该变压模块。高频推挽式逆变器包含一第一开关元件以及一第二开关元件。驱动控制模块与变压模块以及高频推挽式逆变器耦接，该驱动控制模块用以产生一非对称驱动波形至该第一开关元件与该第二开关元件，其中该非对称驱动波形包含用以放电关断该第一开关元件的一第一放电波形部分与用以放电关断该第二开关元件的一第二放电波形部分，其中该第一放电波形部分与该第二放电波形部分的一电流幅度与一时间宽度相异。根据本发明的一实施例，其中该第一开关元件与该第二开关元件分别为一电流控制型开关元件。根据本发明的一实施例，第一开关元件与第二开关元件可分别为一双极结型晶体管。根据本发明的一实施例，其中该驱动控制模块包含一驱动绕线、一第一电阻以及一第一二极管，该驱动绕线绕设于该变压模块的一磁性元件上，该驱动绕线的两端分别耦接至该第一开关元件与该第二开关元件的基极，该第一电阻与该第一二极管两者并联且耦接于该驱动绕线与该第二开关元件的基极之间。于上述实施例中，其中该第一二极管的阳极耦接至该第二开关元件的基极，该第一二极管的阴极耦接至该驱动绕线，通过该第一二极管限制电流流向，该第一开关元件的一关断放电路径通过该第一电阻，而该第二开关元件的一关断放电路径通过该第一二极管，使该第一放电波形部分与该第二放电波形部分的该电流幅度与该时间宽度相异，由此形成该非对称驱动波形。于上述实施例中，其中该驱动控制模块还包含一第二二极管、一第二电阻以及一第三电阻，该第二二极管的阳极耦接至该第一开关元件的一端以及该第二开关元件的一端，该第二电阻耦接于该第二二极管的阴极与该第一开关元件的基极之间，该第三电阻耦接于该第二二极管的阴极与该第二开关元件的基极之间。于上述实施例中，其中该第一开关元件的一导通充电路径通过该第二二极管、该第三电阻以及该第一二极管，而该第二开关元件的一导通充电路径通过该第一电阻、该第二二极管以及该第二电阻。于上述实施例中，其中该第二电阻与该第三电阻具有相近的电阻值，且大于该第一电阻的电阻值。根据本发明的一实施例，其中该驱动控制模块包含一第一驱动绕线以及一第二驱动绕线，该第一驱动绕线以及该第二驱动绕线绕设于该变压模块的一磁性元件上，该第一驱动绕线用以产生该非对称驱动波形中对应该第一开关元件的该第一放电波形部分，该第二驱动绕线用以产生该非对称驱动波形中对应该第二开关元件的该第二放电波形部分。于上述实施例中，其中对应该第一开关元件该驱动控制模块还包含一第一电阻、一第一二极管以及一第二电阻，该第二电阻与该第一二极管两者并联并且与该第一电阻串联，且耦接于该第一驱动绕线与该第一开关元件的基极之间，对应该第二开关元件该驱动控制模块还包含一第三电阻以及一第二二极管，该第三电阻与该第二二极管两者并联，且耦接于该第二驱动绕线与该第二开关元件的基极之间。于上述实施例中，该第一开关元件的一关断放电路径通过该第一二极管以及该第一电阻，而该第二开关元件的一关断放电路径通过该第二二极管，使该第一放电波形部分与该第二放电波形部分的该电流幅度与该时间宽度相异，由此形成该非对称驱动波形。于上述实施例中，其中该第一开关元件的一导通充电路径通过该第一电阻以及该第二电阻，而该第二开关元件的一导通充电路径通过该第三电阻。于上述实施例中，其中该第二电阻与该第三电阻具有相近的电阻值，且大于该第一电阻的电阻值。根据本发明的一实施例，电子安定器还包含一直流电源以及一整流电路，该整流电路耦接于该直流电源与该高频推挽式逆变器之间。根据本发明的一实施例，电子安定器还包含一调节电容，该调节电容耦接于该变压模块的次级侧与该发光负载之间。
图1为现有的电子安定器的示意图；图2为现有的荧光灯管发生纹波现象的示意图；图3为加入直流分量的驱动信号波形的示意图；图4为现有的一种非对称波形驱动信号的示意图；图5为根据本发明的一实施例中一种电子安定器的功能方块图；图6为根据本发明的一实施例中非对称驱动波形的波形示意图；图7为图5中电子安定器的驱动控制模块380于一实施例中采用单绕线设计的驱动控制模块的示意图；图8A为图7中第一开关元件的导通充电路径；图SB为图7中第一开关元件的关断放电路径；图8C为图7中第二开关元件的导通充电路径；图8D为图7中第二开关元件的关断放电路径；图9为图5中电子安定器的驱动控制模块于另一实施例中采用双绕线设计的驱动控制模块的示意图。其中，附图标记说明如下:100、300:电子安定器200:荧光灯管400:发光负载120、320:变压模块140、340:谐振电路160:逆变器360:高频推挽式逆变器380,380a,380b:驱动控制模块180,390:直流电源190、392:整流电路102:驱动信号波形104:直流分量
106、382:非对称驱动波形383:第一充电波形部分384:第一放电波形部分385:第二充电波形部分386:第二放电波形部分394:调节电容单元Pl:对应第一开关元件的相位P2:对应第二开关元件的相位S1:第一开关元件S2:第二开关元件
具体实施例方式请参阅图5，其为根据本发明的一实施例中一种电子安定器300的功能方块图。如图5所示，本实施例中的电子安定器300包含变压模块320、谐振电路340、高频推挽式逆变器(Push-Pull inverter) 360以及驱动控制模块380。于实际应用中，电子安定器300可还包含直流电源390以及整流电路392。如图5所示，整流电路392耦接于直流电源390与高频推挽式逆变器392之间。整流电路392用以对直流电源390提供的直流电源输入进行整流，并提供至高频推挽式逆变器360。高频推挽式逆变器360耦接至变压模块320的初级侧(primary side)，高频推挽式逆变器360用以将整流后的直流电源输入调变为切换交流信号，并提供至变压模块320。谐振电路340与变压模块320耦接。于此实施例中，谐振电路340为并联于变压模块320的初级侧。谐振电路340可用以将切换交流信号转换为弦波交流信号，随后，弦波交流信号通过该变压模块320并用以驱动发光负载400。于此实施例中，发光负载400可为荧光灯管，例如气体放电式的荧光灯管，但本发明并不以此为限。于此实施例中，高频推挽式逆变器360包含第一开关元件SI以及第二开关元件S2。驱动控制模块380与变压模块320以及高频推挽式逆变器360耦接，驱动控制模块380用以产生非对称驱动波形382至高频推挽式逆变器360的第一开关元件SI与第二开关元件S2。请一并参阅图6，其为根据本发明的一实施例中非对称驱动波形382的波形示意图。如图6所示，本实施例中驱动控制模块380所产生的非对称驱动波形382为随时间变化的驱动电流波形，可用以控制电流控制型的第一开关元件SI与第二开关元件S2。于此实施例中，第一开关元件SI与第二开关元件S2分别为一电流控制型开关元件，举例来说实际应用中，第一开关元件SI与第二开关元件S2可分别为一双极结型晶体管(Bipolar Junction Transistor, BJT)。双极结型晶体管本身以电流作为切换信号，当双极结型晶体管由导通切换至关断时，须将双极结型晶体管的基极与输出端之间累积的电荷进行放电(discharge)，也就是说，可视为需导入一个反向电流至第一开关元件SI与第二开关兀件S2的基极，以将其关断。如图6所示，于此实施例中，非对称驱动波形382包含用来控制第一开关元件SI的相位Pl与用来控制第二开关元件S2的相位P2。
在非对称驱动波形382的相位Pl部分包含了用来充电导通第一开关元件SI的第一充电波形部分383以及用以放电关断第一开关兀件SI的第一放电波形部分384。在非对称驱动波形382的另一相位P2部分包含了用来充电导通第二开关元件S2的第二充电波形部分385以及用以放电关断第二开关元件S2的第二放电波形部分386。需特别说明的是，驱动控制模块380所产生的非对称驱动波形382中，通过第一放电波形部分384与第二放电波形部分386之间的电流幅度与时间宽度相异，由此形成本案所谓的非对称驱动波形382。本案的驱动波形中对应两个开关元件的充电波形部分大致上相似，但不限定于充电波形部分相同，主要采用第一放电波形部分384与第二放电波形部分386之间不同来实现两开关元件的放电关断时间差异化，由此以解决发光负载400 (荧光灯管)的纹波现象。高频推挽式逆变器360中第一开关元件SI与第二开关元件S2大致上为交替开启以形成切换交流信号，驱动波形中充电波形部分383，385所占时间比率较大，现有技术中主要使驱动波形中充电波形部分不对称，但是现有作法将使第一开关元件SI与第二开关元件S2其中一个开关元件进入过度饱和，过度饱和的开关元件将导致切换损耗上升并使得操作温度提高。如图6所示,本案所利用的放电波形部分384，386所占时间比率较小，通过调整第一放电波形部分384与第二放电波形部分386来实现两开关元件的放电关断时间差异化，对驱动信号的整体改变较少，且不易受到操作温度影响。于下列段落中本发明揭露至少两种电路实施例可用来形成上述的非对称驱动波形382。请一并参阅图7中，其为图5中电子安定器300的驱动控制模块380于一实施例中采用单绕线设计的驱动控制模块380a的示意图。如图7所示，驱动控制模块380a为单绕线双向驱动设计，其包含驱动绕线W0、第一电阻Rl以及第一二极管D1，驱动绕线WO绕设于变压模块320的磁性元 件322上，驱动绕线WO的两端分别耦接至第一开关元件SI与第二开关元件S2的基极，第一电阻Rl与第一二极管Dl两者并联且耦接于驱动绕线WO与第二开关元件S2的基极之间。如图7所示，实际应用中，驱动控制模块380a可还包含第二二极管D2、第二电阻R2以及第三电阻R3，第二二极管D2的阳极耦接至该第一开关元件SI的一端以及第二开关元件S2的一端，第二电阻R2耦接于第二二极管D2的阴极与第一开关元件SI的基极之间，第三电阻R3耦接于第二二极管D2的阴极与第二开关元件S2的基极之间。于此实施例中，第二电阻R2与第三电阻R3可具有相近的电阻值，且明显大于第一电阻Rl的电阻值。举例来说，假设第二电阻R2与第三电阻R3的电阻值分别为22欧姆(ohm, Q),而第一电阻Rl的电阻值为I欧姆(ohm, Q ) 于此实施例中，谐振电路340为并连于变压模块320的初级侧的电容元件(如图7所示)。此外，此实施例中的电子安定器可更进一步包含调节电容单元394，调节电容单元394耦接于该变压模块320的次级侧与发光负载400之间，调节电容单元394主要是调节输出电流的电容(Ballast Capacitor),在稳态下调节电容单元394也会参与谐振电路340工作。请一并参阅图8A至图8D，其分别绘示图7的驱动控制模块380a中第一开关元件SI与第二开关元件S2的充放电路径示意图。图8A绘示第一开关元件SI的导通充电路径Chl，图8B绘示第一开关元件S2的关断放电路径Dsl，图8C为第二开关元件S2的导通充电路径Ch2，图8D绘示第二开关元件S2的关断放电路径Ds2。如图SB与图8D所示，其中该第一二极管Dl的阳极耦接至该第二开关元件S2的基极，第一二极管D2的阴极耦接至驱动绕线W0，通过第一二极管Dl限制电流流向，第一开关元件SI的关断放电路径Dsl通过第一电阻R1。而第二开关元件S2的关断放电路径D2通过第一二极管Dl。理想情况下，第一二极管Dl可视为零电阻。因此，第一开关元件SI的关断放电路径Dsl上通过的电阻值约为I欧姆，第二开关元件S2的关断放电路径Ds2上通过的电阻值约为0欧姆。第一开关元件SI的关断放电路径Dsl与第二开关元件S2的关断放电路径Ds2的电阻值差异比例接近无限大(实际应用中仍须考量通过驱动绕线W0、第一开关元件SI以及第二开关元件S2的微小电阻值)。通过第一开关元件SI的关断放电路径Dsl与第二开关元件S2的关断放电路径Ds2的电阻值差异，使第一放电波形部分384与该第二放电波形部分386的电流幅度与时间宽度相异，请一并参阅图6，关断放电路径Dsl的电阻值较大，使第一放电波形部分384电流幅度较小与时间宽度较长，关断放电路径Ds2的电阻值较小，使第二放电波形部分386电流幅度较大与时间宽度较短，由此形成非对称驱动波形382。另一方面，如图8A与图8C所示，第一开关元件SI的导通充电路径Chl通过第二二极管D2、第三电阻R3以及第一二极管D1，而第二开关元件S2的导通充电路径Ch2通过第一电阻R1、第二二极管D2以及第二电阻R2。理想情况下，第一二极管Dl与第二二极管D2可视为零电阻。因此，第一开关元件SI的导通充电路径Chl上通过的电阻值为22欧姆，第二开关元件S2的导通充电路径Ch2上通过的电阻值为23欧姆。因此，第一开关元件SI的导通充电路径Chl与第二开关元件S2的导通充电路径Ch2所经的电阻值差异比例较小，大致上可视为相似，因此本实施例中的第一开关元件SI与第二开关元件S2的两者充电导通时间为大致上相似，但不限于相同。通过图7中的本案的驱动波形中对应两个开关元件的充电波形部分大致相同，仅主要采用放电波形部分的不同来实现两开关元件的放电关断时间差异化，由此以解决荧光灯管的纹波现象。但本发明的电子安定器300的驱动控制模块380电路架构并不限于上述图7中的驱动控制模块380a。此外，请一并参阅图9，其为图5中电子安定器300的驱动控制模块380于另一实施例中采用双绕线设计的驱动控制模块380b的示意图。如图9所示，驱动控制模块380b为双绕线单向驱动设计。如图9所示，驱动控制模块380b包含第一驱动绕线Wl以及第二驱动绕线W2，第一驱动绕线Wl以及第二驱动绕线W2绕设于变压模块320的磁性元件322上。第一驱动绕线Wl用以驱动第一开关元件SI，并产生非对称驱动波形382中对应第一开关元件SI的第一放电波形部分384(如图6所示)。第二驱动绕线W2用以驱动第二开关元件S2，并产生该非对称驱动波形382中对应第二开关元件S2的第二放电波形部分386 (如图6所示)。如图9所示，对应第一开关元件SI的部分，驱动控制模块380b还包含第一电阻R1、第一二极管Dl以及第二电阻R2，第二电阻R2与第一二极管Dl两者并联并且与第一电阻Rl串联，且耦接于第一驱动绕线Wl与第一开关元件SI的基极之间。另一方面，对应第二开关元件S2的部分，驱动控制模块380b还包含第三电阻R3以及第二二极管D2，第三电阻R3与第二二极管D2两者并联，且耦接于第二驱动绕线W2与第二开关元件S2的基极之间。于此实施例中，第二电阻R2与第三电阻R3可具有相近的电阻值，且明显大于第一电阻Rl的电阻值。举例来说，假设第二电阻R2与第三电阻R3的电阻值分别为22欧姆(ohm, Q),而第一电阻Rl的电阻值为I欧姆(ohm, Q ) 理想情况下，第一二极管Dl与第二二极管D2可视为零电阻。如图9所示，第一开关元件SI的关断放电路径通过第一二极管Dl以及第一电阻R1，通过的电阻值为I欧姆。而第二开关元件S2的关断放电路径通过第二二极管D2，通过的电阻值可约为0欧姆。由此，使第一放电波形部分384与第二放电波形部分386的电流幅度与时间宽度相异，由此形成非对称驱动波形382 (如图6所示)，电阻值差异形成非对称驱动波形的相关内容已在先前实施例中详述，可参照先前实施例的叙述内容，再此不另赘述。另一方面，驱动控制模块380b中第一开关元件SI的导通充电路径通过第一电阻Rl以及第二电阻R2，通过的电·阻值可约为23欧姆。而第二开关元件S2的导通充电路径通过第三电阻R3，通过的电阻值可约为22欧姆。因此，第一开关元件SI的导通充电路径与第二开关元件S2的导通充电路径所经的电阻值差异比例较小，大致上可视为相似，但不限于相同。综上所述，本发明提出的一种电子安定器可用以对应发光负载，并产生非对称驱动波形至高频推挽式逆变器中的两个开关元件，于本案的非对称驱动波形中包含用以放电关断上述两个开关元件的两个放电波形部分，其中上述两放电波形部分的电流幅度与时间宽度相异，进而实现非对称驱动波形，由此可解决荧光灯管的纹波现象。虽然本发明已以实施方式揭露如上，然其并非用以限定本揭示内容，任何熟习此技术者，在不脱离本揭示内容的精神和范围内，当可作各种的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视后附的申请专利范围所界定者为准。
权利要求
1.一种电子安定器,用于对应一发光负载,该电子安定器包含: 一变压模块； 一谐振电路，耦接至该变压模块； 一高频推挽式逆变器，该高频推挽式逆变器包含一第一开关元件以及一第二开关元件；以及 一驱动控制模块，与该变压模块以及该高频推挽式逆变器耦接，该驱动控制模块用以产生一非对称驱动波形至该第一开关元件与该第二开关元件，其中该非对称驱动波形包含用以放电关断该第一开关元件的一第一放电波形部分与用以放电关断该第二开关元件的一第二放电波形部分，其中该第一放电波形部分与该第二放电波形部分的一电流幅度与一时间宽度相异。
2.如权利要求1所述的电子安定器，其中该第一开关元件与该第二开关元件分别为一电流控制型开关元件。
3.如权利要求2所述的电子安定器，其中该第一开关元件与该第二开关元件分别为一双极结型晶体管。
4.如权利要求1所述的电子安定器，其中该驱动控制模块包含一驱动绕线、一第一电阻以及一第一二极管，该驱动绕线绕设于该变压模块的一磁性元件上，该驱动绕线的两端分别耦接至该第一开关元件与该第二开关元件的基极，该第一电阻与该第一二极管两者并联且耦接于该驱动绕线与该第二开关元件的基极之间。
5.如权利要求4所述 的电子安定器，其中该第一二极管的阳极耦接至该第二开关元件的基极，该第一二极管的阴极耦接至该驱动绕线，通过该第一二极管限制电流流向，该第一开关元件的一关断放电路径通过该第一电阻，而该第二开关元件的一关断放电路径通过该第一二极管，使该第一放电波形部分与该第二放电波形部分的该电流幅度与该时间宽度相异，由此形成该非对称驱动波形。
6.如权利要求5所述的电子安定器，其中该驱动控制模块还包含一第二二极管、一第二电阻以及一第三电阻，该第二二极管的阳极耦接至该第一开关元件的一端以及该第二开关元件的一端，该第二电阻耦接于该第二二极管的阴极与该第一开关元件的基极之间，该第三电阻耦接于该第二二极管的阴极与该第二开关元件的基极之间。
7.如权利要求6所述的电子安定器，其中该第一开关元件的一导通充电路径通过该第二二极管、该第三电阻以及该第一二极管，而该第二开关元件的一导通充电路径通过该第一电阻、该第二二极管以及该第二电阻。
8.如权利要求6所述的电子安定器，其中该第二电阻与该第三电阻具有相近的电阻值，且明显大于该第一电阻的电阻值。
9.如权利要求1所述的电子安定器，其中该驱动控制模块包含一第一驱动绕线以及一第二驱动绕线，该第一驱动绕线以及该第二驱动绕线绕设于该变压模块的一磁性元件上，该第一驱动绕线用以产生该非对称驱动波形中对应该第一开关元件的该第一放电波形部分，该第二驱动绕线用以产生该非对称驱动波形中对应该第二开关元件的该第二放电波形部分。
10.如权利要求9所述的电子安定器，其中对应该第一开关元件该驱动控制模块还包含一第一电阻、一第一二极管以及一第二电阻，该第二电阻与该第一二极管两者并联并且与该第一电阻串联，且耦接于该第一驱动绕线与该第一开关元件的基极之间，对应该第二开关元件该驱动控制模块还包含一第三电阻以及一第二二极管，该第三电阻与该第二二极管两者并联，且耦接于该第二驱动绕线与该第二开关元件的基极之间。
11.如权利要求10所述的电子安定器，该第一开关元件的一关断放电路径通过该第一二极管以及该第一电阻，而该第二开关元件的一关断放电路径通过该第二二极管，使该第一放电波形部分与该第二放电波形部分的该电流幅度与该时间宽度相异，由此形成该非对称驱动波形。
12.如权利要求10所述的电子安定器，其中该第一开关元件的一导通充电路径通过该第一电阻以及该第二电阻，而该第二开关元件的一导通充电路径通过该第三电阻。
13.如权利要求10所述的电子安定器，其中该第二电阻与该第三电阻具有相近的电阻值，且明显大于该第一电阻的电阻值。
14.如权利要求1所述的电子安定器，还包含一直流电源以及一整流电路，该整流电路耦接于该直流电源与该高频推挽式逆变器之间。
15.如权利要求1所述的电子安定器，还包含一调节电容单元，该调节电容单元耦接于该变压模块的次级 侧与该发光负载之间。
全文摘要
本发明公开了一种电子安定器，其用于对应一发光负载，该电子安定器包含变压模块、谐振电路、高频推挽式逆变器以及驱动控制模块。高频推挽式逆变器包含一第一开关元件以及一第二开关元件。驱动控制模块用以产生一非对称驱动波形至该第一开关元件与该第二开关元件，其中该非对称驱动波形包含用以放电关断该第一开关元件的一第一放电波形部分与用以放电关断该第二开关元件的一第二放电波形部分，其中该第一放电波形部分与该第二放电波形部分的电流幅度与时间宽度相异。
文档编号H02M5/44GK103167711SQ20111040631
公开日2013年6月19日 申请日期2011年12月8日 优先权日2011年12月8日
发明者周清和, 欧宗祐 申请人:台达电子工业股份有限公司