专利名称：电源电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及电子技术。
背景技术：
原边反馈反激式恒流电源广泛应用于隔离AC/DC电源适配器、充电器和LED驱动等领域。但是，原边反馈输出电流具有不确定性，原因为变压器初级线圈电感的不确定性、电源电压的不确定性和系统延迟的不确定性。图I为现有的原边反馈反激式恒流电源。电源由控制器UM0SFET 2、电流反馈电阻3、变压器、二极管6，输出电容7和负载8构成。控制器I由比较器11、振荡器12和RS触发器13构成。RS触发器13的R端连接比较器11的输出端，S端连接OSC 12的输出端。RS触发器13的输出端连接MOSFET 2的栅极。M0SFET2的源极连接比较器11的正向输入端，并且通过一个电流反馈电阻3接地。比较器11的反向输入端连接参考电压Vref。变 压器的原边绕组5连接输入电压Vin 9和MOSFET 2的漏极。变压器的次级绕组5、二极管6和输出电容7依次串联为I个环路，且输出电容7的两端为输出端，连接负载8。作为举例，负载为LED。0SC12输出固定频率脉冲控制M0SFET2在每个时钟周期开启，原边电流按固定斜率由O开始增加。电流增加的速度由输入电压Vin和变压器原边绕组4的电感值确定。原边电流流过电流反馈电阻3产生反馈电压Vcs。比较器比较Vcs和Vref,当Vcs电压超过Vref电压，比较器输出翻转，控制M0SFET2关闭。由于电路延迟，Vcs电压达到Vref和M0SFET2关闭之间会有一个延迟时间，在此期间原边电流继续增加。所以原边电流的峰值Ipp比参考电压Vref和电流反馈电阻3的阻值Rcs确定的参考电流大。而且此差值与输入电压Vin和变压器原边绕组4的电感值有关。图2为现有的原边反馈反激式恒流电源的典型波形，Vcs超出Vref继续上升一个延迟时间，在此期间比较器输出一直为高。图3所示为不同的输入电压Vin和变压器原边绕组4的电感值所对应的不同的原边电流增加斜率，在经过相同的延迟后达到不同的原边电流的峰值。
实用新型内容本实用新型所要解决的技术问题是，提供一种能够解决原边反馈输出电流具有不确定性的电源电路。本实用新型解决所述技术问题采用的技术方案是，电源电路，包括控制器、M0SFET、电流反馈电阻、变压器、二极管，输出电容，控制器包括振荡器、RS触发器和第二比较器，第二比较器的正向输入端连接参考调整电路；第一比较器的正向输入端接MOSFET的源极，第一比较器的输出端接参考调整电路，第一比较器的反向输入端和第二比较器的反向输入端接参考电平Vref，参考调整电路还和MOSFET的源极连接。所述参考调整电路包括[0010]第一 MOS管，其栅极接第一比较器的输出端，漏极接第二恒流源，源极通过第三恒流源接地，源极还通过第四电容接地；第五MOS管，其栅极接第一 MOS管的源极，源极通过第六电阻)接地；第三十一 MOS管，其源极接高电平，栅极和漏极接第五MOS管的漏极；第三十二 MOS管，其源极接高电平，栅极接第三十一 MOS管的栅极，漏极接第二比较器的正向输入端，漏极还通过第三电阻接MOSFET的源极。本实用新型的有益效果是，解决了原边反馈输出电流具有不确定性的弊端，不论是由变压器初级线圈电感的不确定性、电源电压的不确定性和系统延迟的不确定性产生的输出电流不确定性问题，都可以由本实用新型解决。
图I为为现有的原边反馈反激式恒流电源电路图。图2为现有的原边反馈反激式恒流电源的典型波形图。图3所示为不同的输入电压Vin和变压器原边绕组4的电感值所对应的不同的原边电流增加斜率示意图。图4为本实用新型提出的原边反馈反激式恒流电源电路图。图5为本实用新型电路在稳定时的典型输出波形图。图6为本实用新型的参考调整电路16的电路图。
具体实施方式
参见图4。电源由控制器UM0SFET 2、电流反馈电阻3、变压器、二极管6，输出电容7和负载8构成。控制器I由第一比较器14、参考调整电路16、第二比较器15、振荡器12和RS触发器13构成。RS触发器13的R端连接第二比较器15的输出端，S端连接振荡器12的输出端。RS触发器13的输出端连接MOSFET 2的栅极。M0SFET2的源极连接第一比较器14的正向输入端，并且通过一个电流反馈电阻3接地。第一比较器14的反向输入端连接参考电压Vref。第一比较器14的输出端CMP1_0UT连接参考调整电路16。参考调整电路16输出一个经过调整的参考电压Vcs，连接第二比较器15的正向输入端。变压器的原边绕组5连接输入电压Vin 9和MOSFET 2的漏极。变压器的次级绕组5、二极管6和输出电容7依次串联为I个环路，且输出电容7的两端为输出端，连接负载8。作为举例，负载为LED。第一比较器14的反向输入端和第二比较器15的反向输入端连接参考电平Vref ；第一比较器14的输出端接参考调整电路16。所述参考调整电路包括第一 MOS管21，其栅极接第一比较器14的输出端，漏极接第二恒流源22，源极通过第三恒流源23接地，源极还通过第四电容24接地；第五MOS管25，其栅极接第一 MOS管21的源极，源极通过第六电阻26接地；第三^^一 MOS管31，其源极接高电平，栅极和漏极接第五MOS管25的漏极；第三十二 MOS管32，其源极接高电平，栅极接第三十一 MOS管31的栅极，漏极接第二比较器15的正向输入端，漏极还通过第三电阻33接M0SFET2的源极。[0029]本实用新型通过负反馈确保Vcs的峰值和Vref相同。在系统刚开始工作时,Vcs2和Vcs相同,此时,第一比较器14和第二比较器15 —样都输出一个宽度和系统延迟时间相等的脉冲。反馈调整电路16接收此信号，升高输出Vcs2的电压。此时由于Vcs2比Vcs电压高，故第二比较器15先于第一比较器14翻转，并且在延迟系统延迟时间后关断M0SFET2，第一比较器14输出的脉冲宽度减小。此过程持续，直至Vcs2增加到第二比较器15刚好比第一比较器14超前一个系统延迟时间翻转，当M0SFET2关断时，Vcs电压刚好为Vref电压。图5为本实用新型电路在稳定时的典型输出波形。Vcs2电压高于Vcs电压，第二 比较器15的输出CMP2_0UT输出一个刚好为系统延迟时间的脉冲，而第一比较器14的输出CMP1_0UT输出一个窄的脉冲，Vcs的峰值电压刚好为Vref电压。图6为本实用新型中反馈调整电路16的一种具体实现。输入28为第一比较器14的输出CMP1_0UT，输入28连接M0SFET21的栅极，当第一比较器14输出高电平时，M0SFET21导通，反之关断。M0SFET21的作用为一个开关，也可由其他方案实现。当第一比较器14输出脉冲，M0SFET21导通，为第四电容24充电，第四电容24电压升高，流经第六电阻26和第三电阻33的电流增加。Vcs2电压为Vcs电压加第三电阻33的IR压降，故Vcs2电压升高。
权利要求1.电源电路，包括控制器(I)、MOSFET(2)、电流反馈电阻(3)、变压器、ニ极管(6)，输出电容(7)，控制器(I)包括振荡器(12)、RS触发器(13)和第二比较器(15)，其特征在干，第二比较器(15)的正向输入端连接參考调整电路(16);第一比较器(14)的正向输入端接MOSFET (2)的源极，第一比较器(14)的输出端接參考调整电路(16)，第一比较器(14)的反向输入端和第二比较器(15)的反向输入端接參考电平Vref，參考调整电路(16)还和MOSFET (2)的源极连接。
2.如权利要求I所述的电源电路，其特征在于，所述參考调整电路包括 第一MOS管(21)，其栅极接第一比较器(14)的输出端，漏极接第二恒流源(22)，源极通过第三恒流源(23)接地，源极还通过第四电容(24)接地； 第MOS管(25)，其栅极接第一 MOS管(21)的源扱，源极通过第六电阻(26)接地； 第三十一 MOS管(31 )，其源极接高电平，栅极和漏极接第五MOS管(25 )的漏扱；· 第三十二 MOS管(32)，其源极接高电平，栅极接第三十一 MOS管(31)的栅极，漏极接第ニ比较器(15)的正向输入端，漏极还通过第三电阻(33)接MOSFET (2)的源扱。
专利摘要电源电路，涉及电子技术。本实用新型包括控制器、MOSFET、电流反馈电阻、变压器、二极管，输出电容，控制器包括振荡器、RS触发器和比较器，第二比较器的正向输入端连接参考调整电路；第一比较器的正向输入端接MOSFET的源极，第一比较器的输出端接参考调整电路，第一比较器的反向输入端和第二比较器的反向输入端接参考电平Vref，参考调整电路还和MOSFET的源极连接。本实用新型解决了由变压器初级线圈电感的不确定性、电源电压的不确定性和系统延迟的不确定性等原因产生的输出电流不确定性问题。
文档编号H02M3/155GK202565161SQ20112054326
公开日2012年11月28日 申请日期2011年12月22日 优先权日2011年12月22日
发明者向本才, 李文昌, 于廷江, 黄国辉, 高继, 李向华 申请人:成都成电硅海科技股份有限公司