专利名称：无桥功率因数校正变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电力电子，特别是涉及一种无桥功率因数校正变换器。
背景技术：
现有的常规无桥PFC (Power Factor Correction)电路如图I,其特点是器件少，成本低，效率高。缺点是有严重的EMI共模噪声。现有的一种改进的无桥PFC电路如图2，其特点是解决了 EMI共模噪声的问题，与常规的有桥PFC相似。缺点是增加了两个二极管D3，D4，只能减少一半整流桥的损耗。相当于两个同样的PFC电路分别工作，电感的利用率低，功率密度低。现有的另外一种改进的无桥PFC电路(参见美国专利US7, 215，560B2)如图3，其特点是用电容C1/C2替代了图2中的D3/D4。缺点是电容上会通过大电流，需要较大的电容，另外电容的寿命短，降低了整机的可靠性；需要两个电感，功率密度低。
参考专利文献ZL 200510079923. I ；US 7215560B2 ；CN 101958657A。
发明内容
本发明的主要目的就是针对现有技术的不足，提供一种低共模噪声和高功率密度的无桥功率因数校正变换器。为实现上述目的，本发明采用以下技术方案一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一二极管的阳极，所述输入电源的第二端通过所述第二电感连接所述第二二极管的阳极，所述第一二极管和所述第二二极管的阴极连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第一开关管和所述第二开关管连接所述第一二极管和所述第二二极管的阳极，所述无桥功率因数校正变换器特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述第一开关管和所述第二开关管。所述第一电感和所述第二电感可以是耦合电感形成，也可以是采用两个独立的电感。根据一种实施方案，所述选择性导通单元是第三二极管或功率开关管，若采用所述第三二极管，其阳极连接所述输出电容的所述另一端。所述功率开关管可以是金属氧化物半导体场效应管(MOSFET，Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor)或绝缘栅双极晶体管(IGBT, Insulated GateBipolar Transistor),也可以采用其他类型的开关管。根据另一种实施方案，所述选择性导通单元包括第三二极管和并联在所述第三二极管上的第三开关管，所述第三二极管的阳极连接所述输出电容的所述另一端。
所述选择性导通单元还可以进一步包括第四开关管，所述第四开关管与所述第三开关管对顶连接后并联在所述第三二极管上。一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一二极管的阳极，所述输入电源的第二端连接所述第二二极管的阳极，所述第一二极管和所述第二二极管的阴极连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第一开关管和所述第二开关管连接所述第一二极管和所述第二二极管的阳极，其特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述第一开关管和所述第二开关管。—种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一开关管的一端，所述输入电源的第二端通过所述第二电感连接所述第三开关管的一端，所述第一开关管和所述第三开关管的另一端连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第二开关管和所述第四开关管连接所述第一开关管的所述一端和所述第三开关管的所述一端，其特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电 容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述二开关管和所述第四开关管。根据一种实施方案，所述选择性导通单元是第三二极管或功率开关管，若采用所述第三二极管，其阳极连接所述输出电容的所述另一端。根据另一种实施方案，所述选择性导通单元包括第三二极管和并联在所述第三二极管上的第五开关管，所述第三二极管的阳极连接所述输出电容的所述另一端。一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一开关管的一端，所述输入电源的第二端连接所述第三开关管的一端，所述第一开关管和所述第三开关管的另一端连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第二开关管和所述第四开关管连接所述第一开关管的所述一端和所述第三开关管的所述一端，其特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述二开关管和所述第四开关管。一种无桥功率因数校正电路，包括交错并联的多个前述任一种无桥功率因数校正变换器，这些无桥功率因数校正变换器共用所述输入电源和所述输出电容。本发明有益的技术效果是本发明通过在输出电容的另一端上设置选择性导通单元，例如二极管或功率开关管，该选择性导通单元配置成(二极管)或可控制成(功率开关管)只允许其在希望的方向上导通，从而使得寄生电容在开关周期内不会始终处于充放电的状态，这样，由于寄生电容上充电电流小，电压值较稳定，故有效减小了共模噪声。相比现有的无桥功率因数校正变换器，本发明能够减小电源的体积，提高功率密度，降低EMI共模噪声，并在成本、效率、功率密度、体积、EMI上能做到较好的平衡。
图I为现有的第一种无桥功率因数校正变换器拓扑图2为现有的第二种无桥功率因数校正变换器拓扑图；图3为现有的第三种无桥功率因数校正变换器拓扑图；图4为根 据本发明一个实施例的无桥功率因数校正变换器拓扑图；图5A表示图4所示电路正半周第二二极管D2未参与工作；图5B表示图4所示电路负半周第一二极管Dl未参与工作；图6和图7分别表不图4所不电路中对地的寄生电容和输入与输出之间的等效寄生电容；图8表示图I所示电路中等效寄生电容上的电压波形；图9表示图4所示电路中等效寄生电容上的电压波形；图10-14表示根据本发明另一些实施例的无桥功率因数校正变换器；图15表示根据本发明一个实施例的交错并联无桥功率因数校正变换电路；图16表示图11所示电路中开关管S3采用MOSFET的情形；图17a、b表示图16所示电路中二极管D3和MOSFET的体二极管各自的反向恢复特性；图18表示图12所示电路中开关管S3、S4采用对顶串联的MOSFET的一种情形；图19根据本发明又一个实施例的无桥功率因数校正变换器拓扑图。
具体实施例方式以下通过实施例结合附图对本发明进行进一步的详细说明。参见图4，在一个实施例中，PFC变换器包括输入电源A、第一和第二电感L1A、L1B，第一和第二开关管SI、S2，第一至第三二极管Dl、D2、D3，以及输出电容Co。电路具体连接方式如图4所示。电路的工作原理如下在输入正半周，第二开关管S2始终处于开通(或高频开关)状态，第一开关管SI处于高频开关状态，当第一开关管SI开通时，电源通过第一开关管SI和第二开关管S2对第一电感LlA和第二电感LlB进行充电储能，电流达到设定值时第一开关管SI关断，第一电感LlA和第二电感LlB电压反向，与电源串联通过第一二极管D1，第三二极管D3和第二开关管S2对输出电容Co充电和对后级的负载传递能量。电感电流下降到设定值(或开关周期结束)时，第一开关管SI开通，对电感LlA和LlB再次充电储能，如此周而复始。在输入正半周，第二二极管D2不参与工作，参见图5A。输入正半周也可以利用第二开关管S2的体二极管来导通，此情形下第二开关管S2处于高频开关状态也是可行的。在输入负半周，第一开关管SI始终处于开通(或高频开关)状态，第二开关管S2处于高频开关状态，当第二开关管S2开通时，电源通过第二开关管S2和第一开关管SI对第二电感LlB和第一电感LlA进行充电储能，电流达到设定值时第二开关管S2关断，第二电感LlB和第一电感LlA电压反向，与电源串联通过第二二极管D2，第三二极管D3和第一开关管SI对输出电容Co充电和对后级的负载传递能量。电感电流下降到设定值(或开关周期结束)时，第二开关管S2开通，对电感LlB和LlA再次充电储能，如此周而复始。在输入负半周，第一二极管Dl不参与工作，参见图5B。输入负半周也可以利用第一开关管SI的体二极管来导通，此情形下第一开关管SI处于高频开关状态也是可行的。
下面分析一下第三二极管D3的作用，参见图6。假设N线接大地，输出正对大地的寄生电容以Cp表示,输出地对大地的寄生电容以Cn表示。输入与输出之间的寄生电容等效以Cl表示，参见图7。图8所示为没有第三二极管D3的情况下(参见图1)，在1^1 = 1^2(或者1^认=1^18)时，等效电容Cl上的电压波形情况。在输入正半周，等效电容Cl上数个开关周期内的充放
Vo-Vin Vin
电电压波形在之间周期性变化，其中，Vin为输入的交流电压，Vo为PFC电路的输出电压，以输出地为参考地。 图9所示本发明实施例中设有第三二极管D3的情况下(参见图4)，在LlA = LlB或者LI = L2时，等效电容Cl上的电压波形情况。由于第三二极管D3的存在，在输入正半
Vo-Vin
周，等效电容Cl上数个开关周期内的充放电的电压波形维持在^~。在输入负半周时，等效电容Cl上充放电幅值变化情况与输入正半周一样。对比图8和图9可以看到，等效电容Cl在闻频开关周期内两端的电压波动大幅减小，从而能够显著减小EMI的共模噪声。参见图10,根据另一实施例，图4中的第三二极管D3可以用功率开关管S3代替。通过控制功率开关管S3开通与关断的时机，功率开关管S3可以起到与图4所示第三二极管D3相同的作用。参见图11，根据又一实施例，图4中的第三二极管D3可以替换为另一种形式的选择性导通单元，其包括第三二极管D3和并联在第三二极管D3阴极和阳极之间的第三开关管S3，输出电容Co通过第三二极管D3和第三开关管S3连接第一开关管SI和第二开关管S2。增加第三开关管S3的原因在于以开关管S3为MOSFET为例，参见图16，其中SD3为开关管S3的体二极管，MOSFET的体二极管的恢复特性没有单独二极管的恢复特性好，如图17a和图17b所示，所以此实施例借助二极管D3比起单独采用开关管S3可降低反向电流恢复特性差引起的损耗，提高效率。图10和图11所示电路的工作原理与图4所示电路相似，不同之处是增加了对开关管S3的控制。在输入正半周，第一开关管SI开通时，开关管S3关断；第一开关管SI关断时，开关管S3开通。在输入负半周，第二开关管S2开通时，开关管S3关断；第二开关管S2关断时，开关管S3开通。 参见图12，根据另一实施例，图11中的第三开关管S3可以进一步替换为以对顶形式串联的第三开关管S3和第四开关管S4。图12中第三开关管S3和第四开关管S4与图11中第三开关管S3的控制一样。采用两个开关管对顶串联的优点在于以开关管S3、S4为MOSFET为例，参见图18。其中SD3、SD4分别为开关管S3、S4的体二极管，开关管S3、S4的导通时间为tl，这样二极管D3在t2时间时起作用，并且在t2时间内由于体二极管SD3和SD4方向相反，电流没有通路，这样可以避免由于MOSFET体二极管的反向电流恢复特性差引起的损耗，提高效率。另外，并联二极管D3的存在提供可靠的单向导通支路，可防止由于开关管S3、S4的体二极管对顶连接而带来不利影响。图18中，开关管S3、S4的源极连接在一起，作为替换形式，开关管S3、S4的漏极连接在一起形成对顶也是可行的。
参见图13，根据又一实施例，图4中的第一和第二二极管Dl、D2、也可以替换成功率开关管S1、S3，而连接输出电容Co接输出地那一端的选择性导通单元也可以是功率开关管S5或二极管(未图示)。在一些实施例中，第一电感和第二电感可以是两个独立电感。图14表示了采用两个独立电感LI和L2的一种实施例，每个电感分别相当于图2所示电路中一个电感大小的一半。在优选的实施例中，如图4和图10-13所示，第一电感LlA和第二电感LlB采用耦合电感的形式，该耦合电感总体积相当于图2所示电路中一个电感的大小。采用耦合电感，可以减少电感数量，减小体积，提高电源的功率密度，提高电感的利用率。图15为一种实施例的交错控制的无桥功率因数校正电路，该电路除了共用输入电源和输出电容，具有交错并联的η个无桥功率因数校正变换器主电路，η大于等于2，每一主电路的结构与图4所示电路类似，增加了二极管D3、D23……Dn3，也可以采用类似于其他 实施例的主电路。图19说明了又一个实施例的无桥功率因数校正变换器，与图4和图14所示电路不同在于仅使用了一个电感LI，这种情形是电感LlA与电感L1B(图4)或电感LI与电感L2(图14)的电感量取不同值的极限，即电感LlB的电感量为0，电感LlA的电感量为此前的电感LlA与LlB的电感量之和(或电感L2的电感量为0，电感LI的电感量为此前的电感LI与L2的电感量之和)。反之亦然。这种情况下二极管D3的电压应力会变高，不利于二极管的选型，因此使用两个电感或一个耦合电感的组合且LlA = LlB或LI = L2是较优的。除电感外，图19所示电路的其他变化形式可以参照图10-14。同样，图15所示无桥功率因数校正电路中各变换器主电路也可以只使用一个电感。所有实施例中，各开关管均可以是MOSFET或IGBT等功率开关管，也可以采用其他类型的开关管。以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
权利要求
1.一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一二极管的阳极，所述输入电源的第二端通过所述第二电感连接所述第二二极管的阳极，所述第一二极管和所述第二二极管的阴极连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第一开关管和所述第二开关管连接所述第一二极管和所述第二二极管的阳极，其特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述第一开关管和所述第二开关管。
2.根据权利要求I所述的无桥功率因数校正变换器，其特征在于，所述第一电感和所述第二电感为耦合电感或两个独立的电感。
3.根据权利要求I或2所述的无桥功率因数校正变换器，其特征在于，所述选择性导通单元为第三二极管或功率开关管，所述第三二极管的阳极连接所述输出电容的所述另一端。
4.根据权利要求I或2所述的无桥功率因数校正变换器，其特征在于，所述选择性导通单元包括第三二极管和并联在所述第三二极管上的第三开关管，所述第三二极管的阳极连接所述输出电容的所述另一端。
5.根据权利要求4所述的无桥功率因数校正变换器，其特征在于，所述选择性导通单元还包括第四开关管，所述第四开关管与所述第三开关管对顶连接后并联在所述第三二极管上。
6.一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一二极管的阳极，所述输入电源的第二端连接所述第二二极管的阳极，所述第一二极管和所述第二二极管的阴极连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第一开关管和所述第二开关管连接所述第一二极管和所述第二二极管的阳极，其特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述第一开关管和所述第二开关管。
7.一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一开关管的一端，所述输入电源的第二端通过所述第二电感连接所述第三开关管的一端，所述第一开关管和所述第三开关管的另一端连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第二开关管和所述第四开关管连接所述第一开关管的所述一端和所述第三开关管的所述一端，其特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述二开关管和所述第四开关管。
8.根据权利要求7所述的无桥功率因数校正变换器，其特征在于，所述选择性导通单元为第三二极管或功率开关管，所述第三二极管的阳极连接所述输出电容的所述另一端。
9.一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一开关管的一端，所述输入电源的第二端连接所述第三开关管的一端，所述第一开关管和所述第三开关管的另一端连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第二开关管和所述第四开关管连接所述第一开关管的所述一端和所述第三开关管的所述一端，其特征在于，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述二开关管和所述第四开关管。
10.一种无桥功率因数校正电路，包括交错并联的多个根据权利要求1-9任一项所述的无桥功率因数校正变换器，所述多个无桥功率因数校正变换器共用所述输入电源和所述输出电容。
全文摘要
本发明公开了一种无桥功率因数校正变换器，包括输入电源、第一电感、第二电感、第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管以及输出电容，所述输入电源的第一端通过所述第一电感连接所述第一二极管的阳极，所述输入电源的第二端通过所述第二电感连接所述第二二极管的阳极，所述第一二极管和所述第二二极管的阴极连接所述输出电容的一端，所述输出电容的另一端分别通过所述第一开关管和所述第二开关管连接所述第一二极管和所述第二二极管的阳极，还包括选择性导通单元，所述输出电容的所述另一端通过选择性导通单元连接所述第一开关管和所述第二开关管。通过设置选择性导通单元，本发明能够有效降低功率因数校正变换器的共模噪声。
文档编号H02M1/42GK102742132SQ201180003734
公开日2012年10月17日 申请日期2011年11月29日 优先权日2011年11月29日
发明者刘立向, 李战伟 申请人:深圳市核达中远通电源技术有限公司