专利名称：Dc至dc转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及DC至DC功率转换器，本文中也被称作“DC/DC转换器”。
背景技术：
典型的DC/DC转换器将DC输入电压转换为不同的(例如，更低的)DC输出电压。DC/DC转换器可以是全调节的(fully regulated)、半调节的(sem1-regulated)或非调节的(non-regulated)。如果DC/DC转换器是调节的，则将其输出电压与基准电压相比较，闭环控制将输出电压保持在稳定值。如果DC/DC转换器是半调节的，则根据输入电压或所施加的负载将输出电压保持在小范围内。如果DC/DC转换器是非调节的，则输出电压是输入电压的固定比率。一般由模拟控制器来实现DC/DC转换器的闭环控制。对输出电压进行缩放并将结果与基准电压相比较，模拟电路对闭环进行补偿。模拟闭环控制简单而成熟。然而任何给定的实现方式可能都相对不灵活(难以改变或调谐以满足操作目标)，并且可能需要大量的离散部件，这些离散部件消耗诸如电路板空间之类的系统资源。
发明内容
公开了一种DC/DC转换器，其具有更精确的特点，还支持采用了多个并联连接转换器的电源应用。一个要点在于使用次级侧数字控制，即引入到隔离边界的次级侧或输出侧并且具有与次级侧部件的非隔离的直接连接的数字控制器。这可以提供以下优点:提供了数字控制，以及对输出电压和电流的感测精度更高，例如使得能够实现更精确的调节。具体地，控制器可以直接监视输出电压和输出电流，并且使用反馈控制技术以期望方式精确地控制这些值。DC/DC转换器可以实现所谓的“下垂”电流共享，该技术的优点是简单，但是典型地具有相对差的精度。通过使用次级侧数字控制，增大了精度，从而可以实现在多个转换器上对电流的期望平衡共享。
如附图所示，通过以下对本发明具体实施例的描述，将清楚前述和其它目的、特征和优点，在附图中，贯穿不同视图，相同的参考字符表示相同的部分。附图并非按照比例绘制，而是旨在说明本发明的不同实施例的原理。图1是采用了多个并联连接DC/DC转换器的电源系统的框图；图2是DC/DC转换器的示意图；图3和4是DC/DC转换器的功能部分的示意图；图5和6是负载线的曲线图；图7是描述了校准操作的流程图；图8 (a)和8(b)是启动期间输出电压的曲线图；图9是描述了恒定电流启动的流程图10 (a)、10(b)和10(c)是启动期间输出电压的曲线图；图11是描述了预偏置启动的流程图；图12是描述了占空比限制的流程图；图13是描述了操作的主循环的流程图；图14是一组输出设定点的曲线图；图15是负载线的曲线图。
具体实施例方式图1示出了电源系统，具有在输入功率总线12与输出功率总线14之间并联布置的一组DC/DC转换器10。在典型情况下，输入功率总线12处的电压(“输入电压”)大于输出功率总线14处的电压(“输出电压”)。来自输出总线14的电压被提供给一组负载点稳压器(POL, point-of-load regulator),所述负载点稳压器向本地负载供电。在这种应用中，因为输出功率总线14的电压典型地处于相对高的输入电压与POL产生的较低电压之间，所以输出功率总线14可以被称作“中间”总线。转换器10可以受更高级别的系统功率控制器的控制(更高级别的控制，图1中未示出)。当电气/电子系统所需的功率大于一个DC/DC转换器可以提供的功率时，期望使用并联连接的DC/DC转换器10集。在这种配置中，转换器10的输出电压本质上全都相同，并且等于输出总线14上出现的输出电压。转换器10以共享方式提供负载电流。作为一个简单示例，如果存在5个相同的转换器10，并且负载电流是50安培(amps)，那么理想地每个转换器10提供IOamps。必要的是，在使用并联DC/DC转换器的系统中提供电流共享控制，以确保负载电流和热量均匀分布，并且防止一个或多个转换器变得过载。存在多种电流共享方法，包括利用专用主机(master)进行主从(master-slave)电流编程、利用自动主机控制进行平均电流编程、以及利用自动主机控制和部控制进行最大电流编程。如上所示，本公开的转换器10所支持的电流共享方案是所谓的“下垂(droop) ”方法，这样命名的原因在于使用了如下说明的转换器输出的向下倾斜(downward sloping)特性。图2示出了数字DC/DC转换器10，包括输入滤波器电感器101、隔离(isolated)驱动电路102、隔离功率级103、具有用于测量DC压降的绕组115的输出滤波器电感器104、输出滤波器电容器105、辅助电源电路(auxiliary power circuitry) 106、数字控制器107、次级侧同步驱动器108、输出电压缩放器(scaler) 109、电流信号放大器110、以及温度传感器113。输入电压被示为Vin，引脚118是用于接收开/关(0N/0FF)控制输入的输入。开/关引脚118与辅助电源电路106相连，以控制辅助电源。Vin的正极(positive port)通过输入滤波器101与辅助电源电路106和隔离功率级103相连。Vin的负极(negative port)是初级侧接地111，该初级侧接地111与次级侧接地112不同，并且与次级侧接地112DC隔离。在图2和3中，使用两个不同的符号示出了这些接地。辅助电源电路106可以被实现为具有若干输出的回扫转换器(flybackconverter)。由非隔尚的功率输出VDD_P向初级侧电路供电，由隔尚的功率输出VDD_S向次级侧电路供电。附加的隔离输出Vin_S与输入电压Vin成比例，并且由数字控制器107将其用于感测目的。隔离功率级103包括初级侧MOSFET 120、变压器122和次级侧同步MOSFET 124。由输出滤波器传感器104和输出滤波器电容器105对隔离功率级103的输出进行滤波，以产生DC输出电压Vout。输出滤波器电感器104包括滤波器电感器104A和滤波器电感器104B。滤波器电感器104A串联在隔离功率级103与输出电压Vout的正极+Vout之间，而滤波器电感器104B串联在隔离功率级103与输出电压Vout的负极-Vout之间。滤波器电感器104B与隔离功率级103的连接点接地到次级侧接地112。缩放器109对DC输出电压Vout进行缩放，以形成被数字控制器107用于输出电压感测的输出电压感测信号Vout_S。缩放器109例如可以被实现为分压器。放大器110对输出滤波器电感器104的DC压降测量绕组115的输出进行放大，以产生被数字控制器107用于输出电流感测的输出电流感测信号1ut_S。温度传感器113感测输出滤波器电感器104和转换器的温度，并且输出温度信号Temp_S0数字控制器107使用多种感测输入(VDD_S等)来获得Vin、Vout、lout、温度和辅助电源电压的采样。在数字控制器107内执行的固件例程对这些采样信号进行处理，从而产生数字PWM信号126以实现期望的操作。具体地，将数字PWM信号126提供至包括数字隔离器116和驱动器117的隔离驱动电路102以及隔离功率级103的次级侧同步驱动器108，以驱动隔离功率级103的相应内部MOSFET (120，124)。在一些实施例中，数字控制器107可以由数字信号处理器来实现。在一些实施例中，数字控制器107可以具有内部基准电路，所述内部基准电路用于产生用于控制例程的基准信号。在所示实施例中，使用外部基准114，外部基准114的精度比内部基准的精度高，使得转换器在操作中能够实现输出电压Vout的更高精度。图3示出了隔离驱动电路102，包括驱动器放大器201、电容器202和隔离变压器203。图4示出了可以由包括电容器301和电阻器302的RC滤波器来感测输出滤波器电感器104的电流。回到图2，应注意，数字控制器107与次级侧接地112相连。这种布置被称作“次级侧控制”。一些常规的数字调节转换器采用初级侧控制，其中控制电路与初级侧接地相连。在这种情况下，用于次级侧部件的任何控制信号都必须通过诸如光耦合器之类的隔离元件，以保持初级侧与次级侧之间的隔离性。光耦合器趋向于具有较低的可靠性和较差的动态响应。因此，与使用初级侧控制的这种常规转换器相比，所示出的采用了次级侧控制的布置可以表现出改善的可靠性和动态响应。此外，具备次级侧控制的数字调节转换器可以针对最优的输出特性根据操作状态来控制操作参数(即，比例-积分-微分(proportionaΙ-1ntegral-derivative)或PID参数)。此外,可以采用非线性控制以实现良好的动态响应。如上所示，转换器10可以受更高级别的系统控制器的控制，在这种情况下转换器10还包括与这种独立控制器的通信接口。这种通信接口的示例包括I2C、SPI和UART。如上所示，使用下垂电流共享方法来实现电流共享。通过为每个转换器建立微负的(slightly negative)输出阻抗(输出电压与输出电流的比值)来实现这种电流共享方法。这与典型的理想的零输出阻抗(转换器在电流范围上保持恒定电压)不同。在操作中，输出电压对每个转换器起到信号通知(signaling)机制的作用，以调节转换器的输出电流来实施期望的共享。图5示出了与用于两个并联转换器的相应“负载线”LLl和LL2相关的下垂电流共享，每条负载线是用于相应转换器的输出电压(Vout)对输出电流(1ut)的曲线。负载线的斜率是输出阻抗。在任何给定的输出电压Vout处，总输出电流1ut是独立转换器的输出电流1l和12之和。如果负载线相同，则在电流范围上在两个转换器之间均等地共享电流负载。图5示出了更一般的情况，其中两条负载线LLl和LL2之间存在一定程度的差异。可见，在总输出电流(负载电流)1 = 1l+12的第一操作条件下，如所示，存在第一输出电压Vo，并且电流1l和12相差不多。如果总输出电流增大到1’= 1l’+12’，则输出电压下降到Vo’，并且两个转换器的输出电流之间的差值更大。通过以上说明，应意识到:对于下垂电流共享方案中均衡的电流共享，期望转换器具有尽可能相同的负载线。换句话说，输出特性(无负载的输出电压、输出电流的采样值、以及下垂斜率)的良好一致性保证了电流共享的精确性。图6示出了单个数字DC/DC转换器的输出特性，其中，第一线I是典型的或者标称的(nominal)特性,而虚线2、3表示该特性的容限。S卩，当每个转换器的特性位于虚线2、3之间时，并联转换器系统可以保证电流共享的精确性。在实践中，针对一些转换器类型，可能很难实现或者不可能实现期望的输出特性(即，在线2、3之内)，在这种情况下，可能无法保证电流共享的精确性。例如，如以上简要提到的，采用了初级侧控制的转换器可能由于使控制电路与输出隔离的隔离边界而具有一定的不精确性。本公开的转换器采用了特定特征，以在并联转换器应用中实现对转换器输出特性(负载线)的更大控制和更高精度，从而实现下垂电流共享的更高精度。一个重要的方面在于次级侧控制，这是因为次级侧控制使得能够对输出电压和输出电流进行更直接进而更精确的感测，从而在建立期望输出特性方面提供相应的精度。对输出电流进行次级侧感测对于实现更高精度而言尤其重要。还使用对输出电压-输出电流采样值的校准。测量输出电压以及输出电流的采样值，将测量值传送给数字控制器107，在数字控制器107中，将测量值用于计算，以根据校准值使 输出电压、输出电流的采样值、以及下垂斜率处于容限内。具体地，所述校准用于补偿以下内容:用于感测输出电压和输出电流的传感器的可变性，以及用于建立期望操作点的基准的可变性。可以将校准值保存在控制器107中的内部非易失性存储器中，以防止在没有向转换器提供操作功率(operating power)时丢失校准值。图7示出了校准过程。在601处，将电压基准乘以标准输出电压。在602处，利用存储的电压校准值来缩放通过相乘而得到的乘积。在603处，使用缩放结果来更新存储的校准值。此外，存在与数字转换器的启动操作相关的尤其有利于多转换器应用的一组特征。这些特征包括:具备可编程输出电压形状(profile)的软启动；“恒定电流”启动；以及“预偏置”启动。依次描述每种特征。在转换器10中采用的一种特征被称作“基准软启动”，用于实现输出电压软启动。在启动期间，闭环调整机制以正好首个PWM脉冲开始工作。基准软启动可以实现单调并且线性的输出电压启动，或者能够跟踪特定的给定信号，以按照可能期望的另一种方式启动。图8(a)中示出了线性启动。在图8(b)中，虚线是给定信号，实线是输出电压。该图示出了在启动中输出电压可以跟踪给定信号。另一特征是使用恒定电流启动来解决在多转换器系统中在启动期间可能发生的特定问题。典型转换器在启动期间采用电压控制，以将输出电压从零逐渐到达操作值。在多转换器系统中，如果一个转换器滞后于其它转换器，则一个或多个转换器可能获得极高的电流，从而由于感知的过载条件而潜在地造成关机(shut down)。根据转换器和负载的确切(exact)特性，启动可以变得延迟并伴随有不期望的瞬变(transient)，或者启动可能完全失败。公开的转换器在启动期间采用恒定电流限制(constant current limit),以避免这种操作条件。图9示出了恒定电流启动。使用电压模式控制来开始启动，并且只要负载(输出电流)保持在恒定电流限制以下启动就继续进行。更具体地，在700处，在软启动期间测试输出电流I_out是否大于预定电流阈值(恒定电流限制)。如果没有，则在702处使用电压模式控制(或回路补偿)，并在704处更新数字PWM信号126的占空比。如果在700处确定输出电流I_out大于预定电流阈值，则在706处阻止输出电压进一步升高(临时措施(temporary measure)),并在708处将控制切换到电流模式控制并且使电流输出在恒定电流值处保持稳定。以下是针对恒定电流启动的另一说明。当数字DC/DC转换器10以正常负载启动时，由电压回路来控制输出电压。当数字DC/DC转换器10以过载启动时，由恒定电流回路来控制输出电压。当数字DC/DC转换器10并行启动时，每个数字DC/DC转换器的输出电压逐渐升高。如果一个数字DC/DC转换器的输出电压大于其它数字DC/DC转换器的输出电压，则该数字DC/DC转换器的输出电流将远大于其它数字DC/DC转换器的输出电流。当该数字DC/DC转换器的输出电流达到恒定电流阈值时，其输出电流将被限制在阈值。同时，该数字DC/DC转换器的输出电压不再增大，并且是恒定的，而其它数字DC/DC转换器10的输出电压继续升高。当其它数字DC/DC转换器10的输出电压大于电流受限的转换器10的输出电压时，该电流受限的转换器10的输出电流现在应该小于恒定电流阈值，从而电流受限的转换器10切换回电压回路控制，并且该电流受限的转换器10的输出电压再继续升高。具备更高输出电压的其它数字DC/DC转换器10将切换到恒定电流控制。并联的每个数字DC/DC转换器10在启动期间在电压回路控制与恒定电流回路控制之间来回切换，从而将环流(circulating current)限制在合理的范围内。按照这种方式，可以与满负载并行地实现数字DC/DC转换器10的启动。现在描述称作“预偏置启动”的特征，首先参考图10(a)至10(c)。图10(a)至10(c)示出了在转换器的初始操作期间输出电压Vout的图案。预偏置启动特征支持以下应用:在这些应用中，并行地使用多个转换器来提供比单个转换器可提供的功率高的输出功率。在这些应用中，将转换器的输出一起连接到具有电压Vout的单条输出功率总线。在一个或多个独立转换器中的每个转换器中实现预偏置启动特征。在独立转换器内，特征部分地基于对输出电压Vout的感测，输出电压Vout可能由于另一转换器的作用而是非零值。目的是使得转换器能够一起平稳地操作，从而避免不期望的瞬变、过载情况等等。图10(a)示出了理想的情况，其中输出电压Vout平稳地升高，并且从零单调升高到操作值。假定在启动期间，并联连接的转换器以足够平衡地方式共享负载电流。
图10 (b)示出了当另一转换器开始启动时(由于一个或多个转换器的作用)输出电压已具有非零值的情况。这被称作“预偏置”条件，非零初始输出电压被示为预偏置输出电压Vp。图10(b)示出了不期望的启动，其中转换器的稍后启动引起了输出电压上的尖峰或不规则性。在一些情况下，这可能伴随有在转换器的相应输出之间流动的极高“环流”。实际上可能的是，如果大回路电流超过过电流保护阈值，那么一个或多个转换器将可能由于该大回路电流而不能够启动。图10(c)示出了当出现预偏置条件时期望的输出电压转变。输出电压从预偏置值Vp平稳地进展到最终操作值。这可以通过如下描述的本公开的预偏置启动技术来实现。参考图11，在800处开始启动过程，在802处数字控制器107对输入电压和输出电压进行采样。在804处，数字控制器将输出电压与零相比较，以确定是否存在偏置条件。如果不存在，则继续正常(非预偏置的)软启动过程(图11中未示出)。如果存在，则在806处将输出电压的采样值指派给电压基准，这意味着该转换器在已有的预偏置电压下开始工作，而非零伏下开始工作。在808处计算预偏置电压所需的占空比，在810处将该占空比值指派给由数字控制器107使用的比例-积分-微分(PID)控制方案的“积分”部分。图12示出了根据预定最大占空比值的占空比限制的特征，其中可以基于多种考虑来选择所述预定最大占空比值。一般而言，贯穿整个输入电压范围使用闭环调节。但是如果输入电压变得足够低并且闭环补偿器饱和，则PWM信号可以无限地(indefinitely)以最大极限输出。根据公开的技术，即使在此刻，转换器也仍然在闭环调节下工作。通过使用数字控制，这样的特征可以避免当退出饱和状态时模拟补偿器的缺点(比如，延迟)。具体地，在900处测试是否占空比等于该最大占空比值(Max)并且存在正非零电压误差。如果是，则在902处将占空比保持在最大值，并且在906处使用未改变的占空比值来更新实际的操作占空比。否则，在904处执行常规占空比计算，该占空比计算根据PID控制方案产生占空比，以根据需要调节输出电压。在906处，将该计算值用于更新实际的占空比。图13示出了如1000所示的控制器107的操作的主循环。该操作序列无限地(indefinitely)出现。在1002处执行初始化操作。1004示出了对循环加以控制的WhiIe语句。在1006处保存校准值。1008表示对操作期间可能存在或发生的故障条件的处理。1010不出 了过温度保护(OTP,over-temperature protection)、过电压保护(OVP,over-voltageprotection)和过电流保护(0CP, over-current protection)。在 1012 处，进行针对下垂电流共享和基准电压Vref的计算。在1014处，针对独立的看门狗定时器(WDT，watchdog timer)断言(assert) “清除(clear) ”信号,所述看门狗定时器起到监视器的作用。在正常操作中，每循环一次就断言清除信号，从而可以防止WDT计数到终止计数(terminalcount)。如果由于一些原因(例如，由于硬件故障)不应该执行循环，则不断言清除信号，
从而WDT将会计数到终止状态，此时WDT例如以某种警告方式向操作者和/或服务人员报
m
目O如上所述，可以通过针对输入电压Vin和输出电压Vout的给定值使用固定的占空t匕，来实现下垂电流共享。如果Vout保持不变同时允许Vin在一定范围内变化，则有必要将根据Vin来改变固定占空比，以保持相同的负载线特性。因此，对于较小的Vin值，固定占空比较大，而对于较大的Vin值，固定占空比较小。然而，如果使用过大或过小的占空比，效率可能受到影响。此外，在固定占空比下工作可能不允许在给定负载条件下精确的设定点(set point),这对下垂电流共享的精度造成负面影响。图14描绘了在不同操作条件下对不同设定点的使用，这可以有助于在这些操作条件下保持效率和精度。不同的设定点SP针对不同范围的输入电压Vin建立了不同的输出电压Vcalx。可以将这种校准后的输出设定点集存储在查找表中。在操作期间，数字控制器107通过与Vin成比例改变的信号来监视Vin。从表中检索不同的设定点值，并且使用这些不同的设定点值来控制在不同范围的输入电压Vin下的操作。优选地，选择调节设定点(regulation set point),使得在每个输入电压范围内使用最优的占空比范围。这种能力可以被实现为能够优化效率的可选操作模式。图14示出了 Vin的<n>个采样，Vin的<n>个采样映射到校准后的输出电压设定点的<n>个值，可以从存储在查找表中的阵列中挑选所述校准后的输出电压设定点的<n>个值。理论上，查找表可以包含任意数目的期望设定点。利用查找表，可以由以下项目之一来确定所存储的设定点值的最大数量:1)采样输入电压的离散整数值的数量，其基于整个Vin范围和在应用中可以用作指针(查找表地址)的模数转换的比特数，或者2)被分配为存储查找值的可用非易失性存储器的量，或者3)在制造环境中实际用于校准的离散点的数目。基于并行操作的可接受精度来确定设定点值的最小数目。关于并行操作的转换器，与Vin成比例的信号的ADC结果对于所有的转换器都应当相同。然而，在具有量化误差和其它容限的情况下，不同转换器可能以小的差异来解释Vin。当Vin的值在查找表转变点之一的附近时，不同的转换器可能会指向不同的查找表值。在这些点处，转换器的设定点有差别(differential),从而使电流共享精度下降了与设定点步长相关的量。因此在这方面，设定点值的最小数目由转变点处可以容许的期望电流共享精度来确定。设定点值越多意味着设定点的步长越小，并且这些误差效应将比使用更少设定点值的误差效应要小。在典型的输入范围上，可以实现32或64个设定点值，并且这对于下垂电流共享精度而言足够了。这些数目是典型数目，在不同实现方式中可以更大或更小。提供类似功能的另一方法是使用等式将设定点值限定为Vin的函数。等式的图形(graph)可以被推导为:工作范围(operating span)上均勻隔开的Vin点的数目接近无穷大，或者工作范围上均匀隔开的Vin点的数目接近该范围上可用离散ADC值的极限。在图14的示例中，如果Vcal点和Vin采样均匀地隔开为采样的数量<n>接近大数值，则等式可以是直线I = mx+b。在该示例中，可以挑选斜率m和偏移量b，以通过简单的计算将设定点映射到Vin。斜率和偏移量可以是最佳精度的校准值。然而，不能保证最优设定点值将映射到均匀隔开的分布，等式可以不必是直线或者不必是单一连续函数。因此，本技术可以包括精度的折衷，因为使用的任何等式都可能只近似于最期望的一组设定点值。虽然如此，只要在大多数等式中的任一等式可以用于计算设定点，使用数字控制器就能提供灵活性。应该注意，利用数字控制方法，对Vin值进行采样和数字化，从而将有有限整数个离散Vin点可以被使用。所以即使使用基于等式的技术，输出特性本质上仍然是离散的。对于精确的电流共享，重要的是既具有在具体负载条件下良好地校准的设定点又具有经控制和校准的负载线。不同输入电压处不同设定点的选择有助于达到这些目的，但是却伴随有输出电压Vout的变化，其中输出电压Vout用作至下游POL稳压器的输入电压。POL调节器将具有最小操作输入电压规格(voltage specification)。如果降低转换器10的输入电压调节设定点并且不调整负载线的斜率，则在低输入电压和高负载下，转换器10的Vout可能下降到POL调节器的最小规定输入电压以下。图15示出了针对不同Vcalx值使用不同负载线以避免这种操作问题。数字控制用于根据调节设定点来缩放负载线斜率。即，对于最小范围Vinl ( Vin ( Vin2，负载线具有预定的相对小的斜率，而对于连续更大范围内的Vin，负载线斜率则相应地增大。这可以通过以下方式实现:只要输出电流保持在最大值Imax以下，就阻止下垂特性将Vout移至最小期望值Vo(min)以下。在以上的技术中，假设负载线是线性的，即由单一斜率值限定。虽然这种特性在多数情况下都是优选的，但是这并非是必要的，事实上在一些情况下这种特性可能并非最优。例如，当如上所述在不同输入电压下将输出电压控制到较窄的占空比集合时，下垂电流共享精度在下垂斜率变得更小时可能受到影响。更小的斜率等同于具有更小的输出阻抗，这意味着需要更大的设定点校准精度，以在转换器10之间精确地平衡负载电流。这在较低负载下最明显。通过使用线性负载线，可能难以在实现期望的精度而同时在整个较宽的操作范围上保持期望的特性。因此，一种备选方案是使用被本文称作是“校准的非线性下垂(calibratednon-linear droop) ”的技术。通过使用该技术,每条负载线被一般化为由多个点限定的形状，该形状使得负载线能够背离直线特性。通过校准过程来建立这些点，以在若干目的之间达到期望的平衡，这些目的包括精确的电流共享、最优的效率以及在一定范围的操作条件下足够高的Vout。例如，可以在最大负载下校准固定的负载调节设定点，以保证所有转换器10满负载时具有几乎相同的设定点而与Vin无关。然后，根据Vin从等式或查找表中产生针对每个转换器10的期望负载线。优化沿着负载线的设定点，以在负载线的范围上实现电流共享精确性。如上所述可以使用针对不同Vin范围的不同负载线，使得在期望的窄范围上控制占空比。尽管已经具体示出和描述了本发明的各种实施例，但本领域普通技术人员应当理解，在不脱离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对这些实施例进行形式和细节上的多种改变。
权利要求
1.一种切换功率转换器，可用作一组电流共享电源转换器中的一个电流共享功率转换器，采用了根据下垂负载线对电流共享的下垂均衡，包括: 功率转换电路，具有隔离的切换功率级，所述隔离的切换功率级基于次级侧切换控制输入来驱动转换器输出； 接口电路，被配置为驱动功率转换电路的次级侧切换控制输入，并且产生稳定的基准信号以及电压感测信号和电流感测信号，其中基于功率级控制信号来驱动次级侧切换控制输入，分别基于转换器输出处的输出电压和输出电流产生电压感测信号和电流感测信号；以及 数字信号处理器，可操作用于执行指令以执行调节方法，所述调节方法包括: 对电压感测信号和电流感测信号应用相应的电压缩放因子和电流缩放因子，以产生相应的缩放后的电压感测值和电流感测值； 产生功率级控制信号，所述功率级控制信号的占空比与稳定的基准信号以及缩放后的电压感测值和电流感测值之间具有预定的下垂调节关系；以及 执行校准过程，以计算如下值作为电压缩放因子和电流缩放因子:所述值对接口电路中的部件容限加以补偿，并且使得产生功率级控制信号以实现根据下垂负载线对输出电压和输出电流的调节。
2.根据权利要求1的切换功率转换器，其中接口电路包括功率转换电路的输出滤波器电感器的测量绕组。
3.根据权利要求1的切换功率转换器，其中接口电路还包括电阻器-电容器滤波器电路，所述电阻器-电容器滤波器电路跨接在测量绕组的两端，以实现对电流感测信号的滤波。
4.根据权利要求1的切换功率转换器，其中隔离的切换功率级具有初级侧功率开关、将初级侧功率耦合至次级侧的变压器、以及次级侧功率开关，其中次级侧功率开关接收开关控制信号。
5.根据权利要求4的切换功率转换器，其中接口电路包括非隔离的次级侧驱动器和隔离的初级侧驱动器，所述非隔离的次级侧驱动器具有与次级侧功率开关相耦合的输出，所述隔离初级侧驱动器具有与初级侧功率开关相耦合的输出。
6.根据权利要求5的切换功率转换器，其中所述隔离的初级侧驱动器包括驱动器放大器和信号变压器，其中所述信号变压器可操作用于将驱动器放大器的输出耦合至初级侧功率开关。
7.根据权利要求1的切换功率转换器，其中调节方法包括启动操作模式期间的电流限制功能，所述电流限制功能将输出电流限制为不大于预定的最大启动电流。
8.根据权利要求1的切换功率转换器，其中调节方法包括占空比限制功能，所述占空比限制功能将操作的占空比限制为不大于最大预定占空比。
9.根据权利要求1的切换功率转换器，其中调节方法还包括: 采用一组不同设定点值，以及建立转换器的相应的不同输出电压，其中每个设定点值用于转换器的相应的不同输入电压范围，所述设定点值被选择为将转换器的占空比控制在预定的窄范围内，以在转换器的所有不同输入电压范围上实现相对高效率的操作。
10.根据权利要求9的切换功率转换器，其中采用不同设定点值包括:从查找表中检索预计算的设定点值，以基于输入电压的值来控制转换器的占空比。
11.根据权利要求9的切换功率转换器，其中采用不同设定点值包括:基于输入电压的相应值来估计预定的等式。
12.根据权利要求9的切换功率转换器，其中调节方法还包括:结合所述一组不同设定点值采用一组不同斜率的负载线，负载线从最低斜率进展到最高斜率，以实现转换器的连续更高输入电压范围。
13.根据权利要求12的切换功率转换器，其中负载线中的一条或多条具有由输出电压和输出电流的不同值下相应的一组设定点建立的非线性特性，建立非线性特性的该组设定点由校准过程建立并在使用期间从数字信号处理器的存储器中获取。
14.一种切换功率转换器，可用作一组电流共享功率转换器中的一个电流共享功率转换器，包括: 转换电路，具有切换功率级，所述切换功率级使用在转换器输入处提供的功率并且基于切换控制输入来驱动转换器输出； 接口电路，被配置为驱动转换电路的切换控制输入，并且产生输入电压感测信号和输出电压感测信号，其中基于功率级控制信号来驱动切换控制输入，分别基于转换器输入处和转换器输出处的输入电压和输出电压产生输入电压感测信号和输出电压感测信号；以及数字信号处理器，可操作用于执行指令，以响应于输入电压感测信号和输出电压感测信号产生功率级控制信号，所述指令包括用于执行启动方法的指令，所述启动方法包括:初始地执行比较计算，以确定输出电压是实质上为零还是由于所述组电流共享功率转换器中的一个或多个其它转换器的作用而造成的非零预偏置值； 在确定输出电压实 质上是零的第一情况下，执行软启动，其中通过该软启动，功率级控制信号的占空比从实质上的零逐渐增大到与正常操作输出电压相对应的正常操作占空比； 在输出电压初始是非零预偏置值的第二情况下，执行预偏置启动，其中通过该预偏置启动，功率级控制信号的占空比从初始占空比逐渐增大到正常操作占空比，其中数字信号处理器计算输出电压的预偏置值与输入电压的预定比值作为初始占空比。
15.根据权利要求14的切换功率转换器，其中启动方法包括电流限制功能，其中所述电流限制功能将输出电流限制为不大于预定的最大启动电流。
16.一种切换功率转换器，包括: 功率转换电路，具有隔离的切换功率级，所述隔离的切换功率级基于次级侧切换控制输入来驱动转换器输出； 接口电路，被配置为驱动功率转换电路的次级侧切换控制输入，并产生稳定的基准信号以及电压感测信号和电流感测信号，其中基于功率级控制信号来驱动次级侧切换控制输入，分别基于转换器输出处的输出电压和输出电流来产生电压感测信号和电流感测信号；以及 数字信号处理器，可操作用于执行指令以执行调节方法，所述调节方法包括: 对电压感测信号和电流感测信号应用相应的电压缩放因子和电流缩放因子，以产生相应的缩放后的电压感测值和电流感测值； 产生功率级控制信号，所述功率级控制信号的占空比与稳定的基准信号以及缩放后的电压感测值和电流感测值之间具有预定的下垂调节关系；以及 执行校准过程，以计算以下值作为电压缩放因子和电流缩放因子:所述值补偿了接口电路中的部件容限，并使得产生功率级控制信号，以实现根据预定的调节关系对输出电压和输出电流的调节； 采用一组不同设定点值，以及建立转换器的相应的不同输出电压，其中每个设定点值用于转换器的相应的不同输入电压范围，所述设定点值被选择为将转换器的占空比控制在预定的窄范围内，以在转换器的所有不同输入电压范围上实现相对高效率的操作。
17.根据权利要求16的切换功率转换器，所述切换功率转换器采用了根据下垂负载线对电流共享的下垂均衡，其中使得产生功率级控制信号以实现根据下垂负载线对输出电压和输出电流的调节。
18.根据权利要求17的切换功率转换器，其中调节方法还包括:结合所述一组不同设定点值采用一组不同斜率的负载线，负载线从最低斜率进展到最高斜率，以实现转换器的连续更高的输入电压范围。
19.根据权利要求18的切换功率转换器，其中负载线中的一条或多条具有由输出电压和输出电流的不同值下相应的一组设定点建立的非线性特性，建立非线性特性的该组设定点由校准过程建立并在使用期间从数字信号处理器的存储器中获取。
全文摘要
一种在采用了多个并联连接的转换器的电源应用中使用的DC/DC转换器，该DC/DC转换器采用了数字控制器，所述数字控制器被引入隔离边界的次级侧或输出侧，并且具有与次级侧部件的非隔离的直接连接。控制器直接监视输出电压和输出电流，并且使用反馈控制技术来以期望方式精确地控制这些值。DC/DC转换器可以实现所谓的“下垂”电流共享，其中由于次级侧数字控制使得精度增大，从而可以获得多个转换器上对电流的期望的平衡的共享。转换器使用校准来建立精确的设定点，以及使用多种附加功能/特征中的任何一种来实现操作目的。
文档编号H02M3/335GK103219885SQ20121001937
公开日2013年7月24日 申请日期2012年1月20日 优先权日2012年1月20日
发明者唐钊, 邓嘉, 周远平, 陆宏亮, 马克·朱彻斯 申请人:百富(澳门离岸商业服务)有限公司