专利名称：减少功率转换器的电磁干扰的电路及方法
技术领域：
本发明涉及切换式电源供应器，特别涉及一种用于功率转换器，以减少电磁干扰(Electro-Magnetic Interference, EMI)的电路。
背景技术：
图IA是绘示现有功率转换器的架构，其中，此功率转换器为一功率因数校正(power factor correction, PFC)功率转换器。图IA的功率转换器包括电磁干扰(EMI)滤波器5、桥式整流器10、电感器11、功率开关13、整流器12、大型电容(bulk capacitor) 14、控制器90、线电阻器15以及由电阻器16与17所形成的分压器。图IA所示的PFC功率转换器的操作为本领域技术人员知悉，因此在此省略相关叙述。为了符合法规，例如关于EMI 的 FCC(Federal Communications Commission,美国联邦通信委员会)放射标准，将电磁干扰滤波器5配置在交流(alternating current,AC)电源Vac与桥式整流器10之间。然而，电磁干扰滤波器5占用了显著的空间，且对于功率转换器而言，增加了组件成本。一些现有技术已提出一些解决方案来免除使用电磁干扰滤波器 5,例如编号为 7，203，079 且名称为 “Switching Controller Having FrequencyHopping for Power Supplies” 的美国专利，以及编号为 7，391，628 且名称为” SwitchingController Having Frequency Hopping for Power Supplies and Method Therefore，，的美国专利。前述的现有技术具有较为复杂的抖频(frequency jittering)电路设计,这在控制器芯片上占用了较大空间并增加了制造成本。因此，业界期望提供一种具有简单设计且符合成本效益的抖频电路。
发明内容
本发明提供一种减少电磁干扰(Electro-Magnetic Interference, EMI)的电路，用于功率转换器。此电路包括振荡器、电流生成电路、反馈电路以及斜坡生成器。振荡器具有接收第一抖动电流的第一端以及提供第二抖动电流的第二端。第一抖动电流以及第二抖动电流与线信号相关联且用来改变振荡器的频率，其中线信号自功率转换器的输入端获取。电流生成电路根据线信号生成第一抖动电流以及第二抖动电流。反馈电路接收来自功率转换器的输出端的反馈信号。反馈电路生成误差信号。斜坡生成器生成斜坡信号以与误差信号进行比较，藉此禁用电路的切换信号。斜坡生成器接收切换信号以生成斜坡信号。当第一抖动电流设定为大于第二抖动电流时，每当线信号增加，切换信号的频率增加。当第一抖动电流设定为小于第二抖动电流时，每当线信号增加，切换信号的频率减少。第一抖动电流与第二抖动电流彼此不相等。本发明又提供一种减少电磁干扰(Electro-Magnetic Interference, EMI)的方法，用于功率转换器。此方法包括以下步骤根据线信号以及第一比例来生成第一抖动电流，其中，线信号自功率转换器的输入端获取；根据线信号以及第二比例来生成第二抖动电流；提供第一抖动电流以及第二抖动电流至功率转换器的振荡器；接收来自功率转换器的输出端的反馈信号，以生成误差信号；比较来自斜坡生成器的斜坡信号与所述误差信号，以禁用切换信号；以及接收脉冲信号以启用切换信号，其中，脉冲信号自振荡器生成。振荡器根据第一抖动电流以及第二抖动电流来决定功率转换器的切换信号的频率。两抖动模式通过决定第一比例以及第二比例来选择，以展开切换信号的频率的频谱。斜坡信号根据切换信号而生成。第一比例与第二比例不相等。本发明的一目的在于提供一种电路以及方法，其通过展开切换频率的频谱来减少功率转换器的电磁干扰(Electro-Magnetic Interference, EMI)。本发明的另一目的在于提供一种电路，其使用自功率转换器的输入端获取的线信号的波形来展开切换信号的频谱，这可免除额外抖动信号生成器的使用，因此简化电路设计并节省制造成本。
图IA绘不现有功率因数校正(power factor correction, PFC)功率转换器；图IB绘示根据本发明实施例的PFC功率转换器；图2绘示根据本发明实施例在图IB的PFC功率转换器中一控制器的示范例；图3绘示根据本发明实施例在图2的控制器中一振荡器的示范例；图4A绘示根据本发明实施例在图3标的锯齿信号、脉冲信号以及反相脉冲信号的波形；图4B绘示当第一抖动电流大于第二抖动电流时，图3所示的锯齿信号的波形；图4C绘示当第一抖动电流小于第二抖动电流时，图3所示的锯齿信号的波形；图5A绘示在第一抖动模式下，图IB PFC功率转换器的主要波形；以及图5B绘示在第二抖动模式下，图IB PFC功率转换器的主要波形。主要组件符号说明图IA 5 电磁干扰(EMI)滤波器；10 桥式整流器；11 电感器；12 整流器；13 功率开关；14 大型电容；15 线电阻器；16、17 电阻器；90 控制器；Iac 线信号；Spwm 切换信号；Vac 交流(AC)电源；Vfb 反馈信号；V0 输出电压；图IB 10 桥式整流器；11 电感器；12 整流器；13 功率开关；14 大型电容；15 线电阻器；16、17 电阻器；100 控制器；Iac 线信号；Spwm 切换信号；Vac 交流(AC)电源；Vfb 反馈信号；
V。 输出电压；图2 20、21、22、23、24 晶体管；30 斜坡生成器；31 反相器；33 电流源；32 晶体管；34 电容器；51 反相器；52 触发器；53 与门；54、55 比较器；56 与门；57 误差放大器；60 切换电路；100 控制器；200 振荡器；Iac 线信号；Ijc 第一抖动电流；Ijll 第二抖动电流；PLS 脉冲信号；RMP 斜坡信号；RST 重置信号；Smt 最大工作周期信号；Spwm 切换信号；SAW 锯齿信号；Vcc 供电电压；Vei 第一参考电压；Vfb 反馈信号； Ve2 第二参考电压；图3:200 振荡器；210、213 电流源；211、212 开关；214、215 比较器；216、217 与非门；220 电容器；C 放电端；D 充电端；Ic 电流；Ich 充电电流；Id 电流；Idch 放电电流；Ijc 第一抖动电流；；Ijd 第二抖动电流；I0SCA> Ioscb 振荡电流；PLB 反相脉冲信号；PLS 脉冲信号；RMP 斜坡信号；SAW 锯齿信号；Vcc 供电电压；Vh 上阈值；\ 下阈值；第4A-4C 图Ic 电流；Id 电流；Ich 充电电流；Idch 放电电流；M 锯齿信号的放电斜率；PLB 反相脉冲信号；PLS 脉冲信号；SAW、SAW (a)、SAW (b) 锯齿信号；Ts、Ts (a)、Ts (b) 切换周期；Vh 上阈值；\ 下阈值；图5A-图 5B :Iac 线信号； Ic 电流；
Id 电流；Ich 充电电流；Idch 放电电流；IQSCa、Ioscb 波动振幅；Spwm 切换信号；Vac 交流电源；Vin 桥式整流器的输出电压。
具体实施例方式为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一优选实施例，并配合附图，作详细说明如下。图IB是绘示根据本发明实施例的功率因数校正(power factor correction,PFC)功率转换器。在此省略PFC功率转换器的一些其它功率因数校正操作叙述，因此这些操作已由本领域技术人员知悉并超出本申请发明的范围。图IB所示的PFC功率转换器包括桥式整流器10、电感器11、功率开关13、整流器12、大型电容(bulk capacitor) 14、控制器100、线电阻器15以及由电阻器16与17所形成的分压器。与图IA的功率转换器相比较，此实施例无须EMI滤波器5。此情况下的电磁干扰通过控制器100所提供的抖频操作来削减。以下将介绍根据本发明实施例的抖频操作的简单设计，以节省制造成本。图2是绘示根据本发明实施例的控制器100。控制器100包括电流生成电路、斜坡生成器30、振荡器200以及切换电路60。在一实施例中，电流生成电路为一电流镜，其包括晶体管20、21、22、23以及24。晶体管20的漏极通过线电阻15接收获得自桥式整流器10的输出电压Vin的线信号IA。。晶体管24的漏极生成第一抖动电流Ip晶体管22的漏极汲取第二抖动电流U。振荡器200在充电端C接收第一抖动电流Ij。，且在放电端D接收第二抖动电流If以生成锯齿信号SAW以及脉冲信号PLS。晶体管20、21、23以及24被决定用来生成第一抖动电流Ijc的第一比例。晶体管20,21以及22被决定用来生成第二抖动电流Iid的第二比例。斜坡生成器30包括反相器31、电流源33、晶体管32以及电容器34。晶体管32通过反相器31而受控于切换信号SPWM。当切换信号Spwm被启用时，电流源33开始对电容器34充电。当切换信号Spwm被禁用时，电容器34将放电。跨于电容器34的斜坡信号RMP因此根据切换信号Spwm而生成。切换电路60包括反相器51、触发器52、与门53、比较器54以及反馈电路。而反馈电路包括比较器55、与门56以及误差放大器57。脉冲信号PLS通过反相器51而被提供至触发器52的频率输入端ck。触发器52的D输入端接收供电电压V。。。与门53的一输入端率禹接反相器51的输出端。与门53的另一输入端I禹接触发器52的输出端Q。与门53的输出端生成切换信号SPWM。斜坡信号RMP提供至比较器54与55的负端。比较器54的正端接收第一参考电压VK1。比较器54比较斜坡信号RMP与第一参考电压Vri以生成最大工作周期信号SMT。最大工作周期信号Smt提供至与门56的一输入端。反馈信号Vfb以及第二参考电压Vk2分别提供至误差放大器57的正端以及负端。反馈信号Vfb自电阻器16与17的共接点获得，其与PFC功率转换器的输出端的输出电压\相关联。误差放大器57放大反馈信号Vfb与第二参考电压Vk2之间的差异，以生成误差信号VEA。误差信号Vea提供至比较器55的正端。比较器55通过比较斜坡信号RMP与误差信号Vea来提供一输出信号至与门56的另一输入端。与门56的输出端生成一重置信号RST。每当最大工作周期信号Smt或比较器55的输出端变为逻辑低电平时，重置信号RST通过触发器52来禁用切换信号SPWM。
图3是绘示根据本发明实施例，控制器100的振荡器200示范例。振荡器200包括电流源210与213、开关211与212、比较器214与215、与非门(NAND) 216与217以及电容器220。生成电流I。的电流源210耦接于供应电压V。。与开关211的第一端之间。开关211的第二端耦接开关212的第一端。生成电流Id的电流源213耦接于开关212的第二端与参考接地之间。电容器220耦接于开关211的第二端与参考接地之间。开关211的第二端更耦接比较器214的负端以及比较器215的正端。比较器214的正端接收上阈值Vh，且比较器215的负端接收下阈值与非门216与217形成箝制电路，其接收比较器214与215的输出信号。与非门216生成脉冲信号PLS,且与非门217生成反相脉冲信号PLB。开关211由反相脉冲信号PLB所控制。开关212则由脉冲信号PLS所控制。充电电流Ich以及放电电流Ira提供至电容器220，以生成跨于电容器220的锯齿信号SAW。
放电端C以及充电端D耦接于开关211与212之间的共接点。当流经充电端C的第一抖动电流Iy设定为大于流经放电端D的第二抖动电流Ijll时，振荡电流流入开关211与212的共接点，这表示第一抖动模式。相反地，当第一抖动电流L设定为小于第二抖动电流U时，振荡电流I_B将流出开关211与212的共接点，这表示第二抖动模式。由于第一抖动电流Iic以及第二抖动电流Ijll与线信号Iac相关联，因此振荡电流Icbca与Icbcb也与线信号Ia。相关联。在第一抖动模式下，振荡电流I_A与电流I。以及电流Id结合，以分别生成充电电流Ira以及放电电流IDQI。在第二抖动模式下，振荡电流Iffira与电流Ic以及电流Id结合，以分别生成充电电流Ich以及放电电流IDCH。一旦第一抖动电流L设定为等于第二抖动电流Ijll，振荡电流或振荡电流Iqscb将失效。在此时，当开关211由反相脉冲信号PLB所接通时，对于电容器220的充电电流Ich将等于电流I。。当开关212由脉冲信号PLS所接通时，对于电容器220的放电电流Idch将等于电流ID。因此，脉冲信号PLS的频率将只由电流I。与Id所决定，且与线信号IA。之间不具关联性。即是，每当第一抖动电流1$设定为第二抖动电流Ijll时，抖频操作将无效。在第一抖动电流L与第二抖动电流&不相等的情况下，当反相脉冲信号PLB被启用以接通开关211时，包含电流Ic以及振荡电流Icbca或分量的充电电流Iai将开始对电容器220充电。当脉冲信号PLS被启用以接通开关212时，包含电流Id以及振荡电流I0SCA或分量的放电电流Idch将开始使电容器220放电。脉冲信号PLS的频率将由对于电容器220的充电电流Iqi以及放电电流Idch决定。为了改变脉冲信号PLS的频率以改变切换信号Spwm的频率，将第一比例与第二比例设定为不相等，提供了对于脉冲信号PLS以及切换信号Spwm的抖频操作。图4A是绘示当振荡电流Iqsca或Iqscb为无效时，锯齿信号SAW、脉冲信号PLS以及反相脉冲信号PLB的波形。脉冲信号PLS以及反相脉冲信号PLB互为反相。当反相脉冲信号PLB被启用时，充电电流Iqi将等于电流源210所提供的电流I。，这决定了锯齿信号SAW的充电斜率。当脉冲信号PLS被启用时，放电电流Ira将等于电流源213所提供的电流ID，这决定了锯齿信号SAW的放电斜率。电流Id的大小远大于电流I。的大小。锯齿信号SAW的切换周期Ts等于脉冲信号PLS的启用期间与反相脉冲信号PLB的启用期间的加总。图4B是绘示当第一抖动电流Ije大于第二抖动电流Ijll时，振荡器200的信号SAW (a)的波形。以实线绘制的锯齿信号SAW即是图4A的锯齿信号。参阅图3与图4B，以虚线绘制的锯齿信号SAW (a)表示当振荡电流、^流入开关211与212的共接点时的锯齿信号SAW。这将增加充电电流Iqi的斜率而减少放电电流Idch的斜率。因此，切换周期Ts将减少至一较短周期Ts(a)。标示线M表示当振荡电流I_A无效时，锯齿信号SAW的放电斜率。锯齿信号SAW (a)的放电斜率小于锯齿信号SAW的放电斜率。 图4C是绘示当第一抖动电流1$小于第二抖动电流Ijll时，振荡器200的信号SAW(b)的波形。以实线绘制的锯齿信号SAW即是图4A的锯齿信号。参阅图3与图4C，以虚线绘制的锯齿信号SAW(b)表示当振荡电流流出开关211与212的共接点时的锯齿信号SAW。这将减少充电电流Iqi的斜率而增加放电电流Idch的斜率。因此，切换周期Ts将增加至一较长周期Ts(b)。标示线M表示当振荡电流Irera无效时，锯齿信号SAW的放电斜率。锯齿信号SAW (b)的放电斜率大于锯齿信号SAW的放电斜率。图5A是绘示在第一抖动模式下PFC功率转换器的主要波形。参阅图3以及图5A，由于振荡电流Icbca的波形与充电电流IaT流动的方向相同，因此，此两者的波形皆与线信号Iac成正比。放电电流Idqi则反比于线信号IAC；。根据线信号IAC；，充电电流Ira的振幅将在电流Ic的值与电流Ic和振荡电流的波动振幅Iffica的总和值之间波动。由于放电电流Idch与振荡电流流动的方向相反，因此，增加的振荡电流Ι_Α将使充电电流Ich增加而令放电电流Ira减少。因此，当线信号Iac的值增加时，充电电流Ich将随之增加而放电电流Idch将随之减少。如图5Α所示，对于电流I。而言振荡电流Ima的波动振幅I_a是显著的，但是对于电流Id而言，振荡电流的波动振幅I_a却是几乎可以忽略。因此，当线信号Iac的值正增加时，切换信号Spwm的频率将逐渐地增加，反之则减少。图5B是绘示在第二抖动模式下PFC功率转换器的主要波形。参阅图3以及图5B，由于振荡电流I·的波形与放电电流IdqT流动的方向相同，因此，此两者的波形皆与线信号Iac成正比。充电电流Ich则反比于线信号IAC。根据线信号Iac，放电电流Ich的振幅将在电流Ic的值与电流Ic和振荡电流的波动振幅Iffia的总和值之间波动。由于充电电流Ich与振荡电流流动的方向相反，因此，增加的振荡电流将使充电电流Iai减少而令放电电流Ira增加。因此，当线信号Iac的值增加时，充电电流Ich将随之减少而放电电流Idch将随之增加。如图5B所示，对于电流I。而言振荡电流Icbcb的波动振幅Iffia是显著的，但是对于电流Id而言，振荡电流Iffira的波动振幅I_b却是几乎可以忽略。因此，当线信号Iac的值正增加时，切换信号Spwm的频率将逐渐地减少，反之则增加。根据上述，两抖动模式可通过调整电流生成电路的第一比例以及第二比例来选择，以决定第一抖动电流Im以及第二抖动电流I1D，藉以展开切换信号Spwm的频率的频谱。本发明通过使用获取自功率转换器的输入端的线信号波形来展开切换频率的频谱，这可排除额外抖动信号生成器的使用，因此简化电路设计并节省制造成本。本发明虽以优选实施例公开如上，然其并非用以限定本发明的范围，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附权利要求书所界定者为准。
权利要求
1.一种减少电磁干扰的电路,用于功率转换器,包括 振荡器，具有接收第一抖动电流的第一端以及提供第二抖动电流的第二端，其中，所述第一抖动电流以及所述第二抖动电流与线信号相关联且用来改变所述振荡器的频率，以及所述线信号系获取自所述功率转换器的输入端；及 电流生成电路，根据所述线信号生成所述第一抖动电流以及所述第二抖动电流。
2.根据权利要求I所述的电路，还包括反馈电路，其中，所述反馈电路接收来自所述功率转换器的输出端的反馈信号，且所述反馈电路生成误差信号。
3.根据权利要求2所述的电路，还包括斜坡生成器，其中，所述斜坡生成器生成斜坡信号以与所述误差信号进行比较，藉此禁用所述电路的切换信号。
4.根据权利要求3所述的电路，其中，所述斜坡生成器接收所述切换信号以生成所述斜坡信号。
5.根据权利要求3所述的电路，其中，当所述第一抖动电流设定为大于所述第二抖动电流时，每当所述线信号增加，所述切换信号的频率增加。
6.根据权利要求3所述的电路，其中，当所述第一抖动电流设定为小于所述第二抖动电流时，每当所述线信号增加，所述切换信号的频率减少。
7.根据权利要求I所述的电路，其中，所述第一抖动电流与所述第二抖动电流彼此不相等。
8.—种减少电磁干扰的方法,用于功率转换器,包括 根据线信号以及第一比例来生成第一抖动电流，其中，所述线信号自所述功率转换器的输入端获取； 根据所述线信号以及第二比例来生成第二抖动电流；及 提供所述第一抖动电流以及所述第二抖动电流至所述功率转换器的振荡器，其中，所述振荡器根据所述第一抖动电流以及所述第二抖动电流来决定所述功率转换器的切换信号的频率。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，两抖动模式通过决定所述第一比例以及所述第二比例来选择，以展开所述切换信号的频率的频谱。
10.根据权利要求8所述的方法，还包括 接收来自所述功率转换器的输出端的反馈信号，以生成误差信号；及 比较来自斜坡生成器的斜坡信号与所述误差信号，以禁用所述切换信号。
11.根据权利要求10所述的方法，还包括 接收脉冲信号以启用所述切换信号，其中，所述脉冲信号自所述振荡器生成。
12.根据权利要求10所述的方法，其中，所述斜坡信号根据所述切换信号而生成。
13.根据权利要求10所述的方法，其中，所述第一比例与所述第二比例不相等。
全文摘要
本发明提供一种减少功率转换器的电磁干扰的电路及方法。此电路包括振荡器、电流生成电路、反馈电路以及斜坡生成器。振荡器具有接收第一抖动电流的第一端以及提供第二抖动电流的第二端。第一抖动电流以及第二抖动电流与线信号相关联且用来改变振荡器的频率，其中线信号是获取自功率转换器的输入端。第一抖动电流与第二抖动电流彼此不相等。当第一抖动电流设定为大于第二抖动电流时，每当线信号增加，切换信号的频率增加。当第一抖动电流设定为小于第二抖动电流时，每当线信号增加，切换信号的频率减少。
文档编号H02M1/44GK102624215SQ20121011098
公开日2012年8月1日 申请日期2012年4月16日 优先权日2012年1月16日
发明者江定达 申请人:崇贸科技股份有限公司