专利名称：无死区h桥级联型多电平逆变器及控制方法
技术领域：
本发明涉及高压变频器技术领域，尤其涉及一种无死区H桥级联型多电平逆变器及控制方法。
背景技术：
H桥级联型多电平逆变器适用于中高压大功率场合，已被广泛应用于功率単元串联式多电平电压源型高压变频调速系统中。它的优点在于开关管电压应力低，电压变化率(du/dt)小，输出电压波形谐波含量少，不存在输入电容均压或飞跨电容电压控制问题，易于模块化设计等。H桥级联型多电平逆变器传统的调制方式特点是各级联单元中每个桥臂上下开关 管的调制信号是互补关系，由于功率开关管存在开通及关断时间，为防止同一桥臂两开关管同时导通与直流侧发生短路，上下开关管的调制信号必需加入死区时间。死区的加入会使逆变器输出电压的基波分量与參考调制信号存在偏差，死区时间越长输出电压基波幅值跌落越明显。当所用开关管的功率等级越高，则需加入的死区时间越长，因而不能最大限度的使用当前现有的高功率开关器件，这不利于变频器的扩容。同时，死区时间会使输出电压波形总谐波畸变(THD)变大，死区引起的附加谐波会引起电动机的发热增カロ、转矩脉动、机械噪声、机械振动等，严重时还会引起系统的共振。为弥补死区对输出电压THD的影响，需使用更大体积的滤波器或者级联更多的単元模块使输出电平数増加，不管使用哪种方法都会导致整个系统成本的上升。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服H桥级联型逆变器传统开关管工作模式及有死区调制技术的不足，提供一种无死区H桥级联型多电平逆变器及其控制方法，使输出电压质量不受死区的影响，同时提供的开关管新的工作模式在每个开关周期内H桥四个开关管至多只有两个开关管工作，使系统的开关损耗降低。为解决技术问题，本发明的解决方案是提供一种无死区H桥级联型多电平逆变器，包括直流母线及用于组成半桥的含反并联续流ニ极管的全控型电カ电子开关，该逆变器由η个单元级联而成；对于单元i( =1，2···η)，直流母.Pi与Qi之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线Pi. Qi之间并联半桥Bil和半桥Bi2 ;半桥Bil由全控型电力电子开关Sn、Si2串联而成，开关Sil反并联ニ极管Dil,开关Si2反并联ニ极管Di2 ;半桥Bi2由全控型电力电子开关Si3、Si4串联而成，开关Si3反并联ニ极管Di3,开关Si4反并联ニ极管Di4 ;第一级单元的半桥B11中两个开关的连接点弓丨出逆变器的端点A，最后ー级单元的半桥Bn2中两个开关的连接点引出逆变器的端点B;第j(l < j彡η)级单元的半桥中两个开关的连接点与第(j -I)级单元的半桥B(h)2中两个开关的连接点相连。本发明进一歩提供了基于前述逆变器的控制方法，是采用移相载波技术，各级联単元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π /n电角度，对半桥Bil与半桥Bi2分别作双极性SPWM调制，两半桥參考正弦电压信号幅值与频率相同，相位互差π电角度，获得各单元中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内各单元输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在输出电流换向处加入一个死区时间得到最終各开关管的调制信号。上述方法，具体包括以下步骤(I)采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π /η电角度；对于单元i (i=l，2…n)，对半桥Bil与半桥Bi2分别作双极性SPWM调制，半桥Bn參考正弦电压信号Uto与半桥Bi2參考正弦电压信号Ute幅值、频率相同，相位互差π电角度，对于逆变器输出电压Uab的等效參考正弦电压信号I!-幅值是Uto的2η倍，相位和频率与Uto相同，获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关Sil的调制信号为Pil,开关Si3的调制信号为Pi3 ； (2)对于单元i (i=l, 2…n)，将上一歩得到的调制信号Pil与Pi3作异或处理，得到表征每个开关周期内単元i输出电压uAiBi平均电压绝对值大小的脉冲波形PAi ；(3)根据当前uAfc的值与逆变器输出电流的值判断当前逆变器的工作状态，将Uffir与O比较，当I!-大于O则表示各単元在当前开关周期内应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当I!-小于O则表示各単元在当前开关周期内应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为0，iAB与O比较，当iAB大于O则表示当前输出电流为正，标记逻辑变量IPN为1，反之当iAB小于O则表示当前输出电流为负，标记逻辑变量IPN为0，若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11，若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10，若UPN为0，IPN为1，则状态变量X为01，若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当Iab等于0，UPN为I，则状态变量X为11，当iAB等于0，UPN为0，则状态变量X为00 ；(4)根据状态变量的值确定各单元开关管优化后的调制信号，对于单元i(i=l，2···n)，当X为11吋，当前开关周期内开关管Si2, Si3调制信号为低电平，选择开关管Sn、Si4中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，当X为10吋，当前开关周期内开关管Sn、Si4调制信号为低电平，选择开关管Si2、Si3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为01吋，当前开关周期内开关管Si2、Si3调制信号为低电平，选择开关管Sn、Si4中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为00吋，当前开关周期内开关管Sn、Si4调制信号为低电平，选择开关管Si2、Si3中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi ；(5)将上一歩中得到的各単元同一桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最終各开关管的调制信号。本发明中，各单元优化前后对应每个开关时间内输出平均电压相等，各単元各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供ー个死区时间，加入死区的频率是參考电压频率的2倍，这与开关频率相比所加死区的影响几乎可以忽略不计。本发明中，逆变器各级联单元在每个开关周期内至多只有两个全控型开关管エ作，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，四个全控型开关管在开关周期内仅有ー对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，四个全控型开关管在开关周期内仅有ー个开关管工作。这使得逆变器的开关损耗降低，系统效率得到提高。本发明中，η个级联単元中一旦有某个单元采用本发明提出的方案对调制信号进行优化，其余単元都需要以同一原则对各自的调制信号进行优化。本发明的有益效果是提出的适用于H桥级联型多电平逆变器的调制方法，使得各级联单元中各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供ー个死区时间，加入死区的频率是參考正弦信号频率的2倍，这与开关频率相比所加死区对输出电压的THD及基波幅值的影响几乎可以忽略不计；同时在采用本发明提供的开关管新的工作模式后，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，各単元四个开关管在开关周期内仅有ー对管工作，当逆变器输出电压与电流 不同极性时，各単元四个开关管在开关周期内仅有ー个开关管工作，这使得逆变器的开关损耗降低，系统效率得到提高。
图I为H桥级联型多电平逆变器主电路图；图2为表征各级联单元输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图；图3为各级联单元开关管调制信号无死区优化框图。
具体实施例方式本发明的实现基础是，基于H桥级联型多电平逆变器，由η个单元级联而成，对于単元i ( =1，2···η)，直流母.Pi与Qi之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线Pi. Qi之间并联半桥Bil与半桥Bi2。半桥Bil由全控型电カ电子开关Sn、Si2串联而成，Sil反并联ニ极管Dil, Si2反并联ニ极管Di20半桥Bi2由全控型电力电子开关Si3、Si4串联而成，Si3反并联ニ极管Di3，Si4反并联ニ极管Di4。本发明的具体工作过程按如下步骤进行I)采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差π/η电角度。对于单元i (i=l, 2…n)，对半桥Bil与半桥Bi2分别作双极性SPWM调制，半桥Bil參考正弦电压信号Uto与半桥Bi2參考正弦电压信号Ute幅值、频率相同，相位互差π电角度。对于逆变器输出电压uAB的等效參考正弦电压信号uAto幅值是Uto的2η倍，相位和频率与Uto相同。获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关Sil的调制信号为Pil,开关Si3的调制信号为Pi3。2)对上ー步中获得的各单元开关管调制信号以同一原则各自进行独立优化，改变同一桥臂上下管互补导通的传统工作模式，优化后的开关管调制信号能够使得同一桥臂上下开关管在每个开关周期内至多只有一个开关管工作，这样的开关管调制信号特点是无需加入死区时间。优化的核心原则是优化前与优化后在对应每个开关周期内各单元输出电压的平均值相等。对于单元i(i=l，2··· n)，将上一歩得到的调制信号Pil与Pi3作异或处理，得到表征每个开关周期内単元i输出电压uAiBi平均电压绝对值大小的脉冲波形PAi，PAi在某个开关周期内的占空比为Di，则当前开关周期内％皿输出平均电压的绝对值为母线电压E与Di的乘积。3)根据当前uAfc的值与逆变器输出电流iAB的值判断当前逆变器的工作状态。将Uffir与O比较，当I!-大于O则表示各単元在当前开关周期内应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当uAto小于O则表示各単元在当前开关周期内应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为O。Iab与O比较，当iAB大于O则标记逻辑变量IPN为1，反之当Iab小于O则标记逻辑变量IPN为O。若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11 ;若UPN为I，IPN为0，则状态变量X为10 ;若UPN为0，IPN为I，则状态变量X为01 ;若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当Iab等于0，UPN为1，则状态变量X为11，当iAB等于0，UPN为0，则状态变量X为00。4)根据状态变量的值确定各单元开关管优化后的调制信号。当X为11吋，当前开关周期内开关管Si2、Si3调制信号为低电平；选择开关管Sn、Si4中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，若选择Sil始 终导通吋，PAi为高电平时uAiBi输出正电平E，PAi为低电平时uAiBi输出零电平，电流可以由开关管Sil和与ニ极管Di3续流。若选择Si4始终导通吋，PAi为高电平时％皿输出正电平E，PAi为低电平时uAiBi输出零电平，电流可以由开关管Si4和与ニ极管Di2续流。当X为10吋，当前开关周期内开关管Sn、Si4调制信号为低电平；选择开关管Si2、Si3中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，若选择Si2工作，PAi的取反信号为高电平时电流由Si2与Di4续流，uAiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由ニ极管Dil和ニ极管Di4续流，uAiBi输出正电平E，若选择Si3工作，PAi的取反信号为高电平时电流由Si3与Dil续流，uAiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由ニ极管Dil和ニ极管Di4续流，uAiBi输出正电平E。当X为01吋，当前开关周期内开关管Si2、Si3调制信号为低电平；选择开关管Sn、Si4中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，若选择Sil工作，PAi的取反信号为高电平时电流由Sil与Di3续流，uAiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由ニ极管Di2和ニ极管Di3续流，uAiBi输出负电平-E，若选择Si4工作，PAi的取反信号为高电平时电流由Si4与Di2续流，uAiBi输出零电平，PAi的取反信号为低电平时电流由ニ极管Di2和ニ极管Di3续流，uAiBi输出负电平-E。当X为00吋，当前开关周期内开关管Sn、Si4调制信号为低电平；选择开关管Si2、Si3中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，若选择Si2始终导通吋，PAi为高电平时uAiBi输出负电平-E，PAi为低电平时uAiBi输出零电平，电流可以由开关管Si2和与ニ极管Di4续流。若选择Si3始终导通吋，PAi为高电平时％皿输出负电平-E，PAi为低电平时uAiBi输出零电平，电流可以由开关管Si3和与ニ极管Dil续流。5)将上一歩中得到的各単元同一桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最終各开关管的调制信号。下面结合附图和进ー步说明本发明。图I所示为H桥级联型多电平逆变器主电路图，它由η个单元级联而成，对于单元i (i=l，2···n)，直流母线Pi与Qi之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线Pi. Qi之间并联半桥Bil与半桥Bi2。半桥Bil由全控型电力电子开关Sn、Si2串联而成，Sil反并联二极管Dn，Si2反并联二极管Di2。半桥Bi2由全控型电力电子开关Si3、Si4串联而成，Si3反并联二极管Di3，Si4反并联二极管Di4。图2所示为表征各级联单元输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图，采用移相载波技术，各级联单元三角载波Ci (i=l，2…η)幅值与频率相同，相位依次相差η/η电角度。对于单元i (i=l，2…n)，对半桥Bil与半桥Bi2分别作双极性SPWM调制，半桥Bil参考正弦电压信号Uto与半桥Bi2参考正弦电压信号Uta幅值、频率相同，相位互差η电角度。对于逆变器输出电压Uab的等效参考正弦电压信号I!-幅值是Uto的2n倍，相位和频率与Uto相同。获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关Sil的调制信号为Pil，开关Si3的调制信号为Pi3。将调制信号Pil与Pi3作异或处理，得到表征单元i输出电压在开关周期内平均电压绝对值大小的脉冲波形。
图3所示为级联单元i (i=l，2…η)的开关管调制信号无死区优化框图，根据当前等效参考正弦电压信号uAta的值与输出电流Iab的值判断当前逆变器的工作状态。将Uito与O比较，当I!-大于O则表示在当前开关周期内uAB应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当uAB,小于O则表示在当前开关周期内uAB应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为O。iAB与O比较，当Iab大于O则标记逻辑变量IPN为1，反之当iAB小于O则标记逻辑变量IPN为O。若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11 ;若UPN为1，IPN为0，则状态变量X为10 ^UPN为0，IPN为I，则状态变量X为01 ^UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当Iab等于0，UPN为I，则状态变量X为11，当等于0，UPN为0，则状态变量X为00。当X为11时，当前开关周期内开关管Si2调制信号PWM_Si2为低电平，开关管Si3调制信号PWM_Si3为低电平；选择开关管Sn、Si4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为PAi，图中选择Si4始终导通，开关管Si4调制信号PWM_Si4为高电平，开关管Sil调制信号PWM_Sn为PAi。当X为00时，当前开关周期内开关管Sil调制信号PWM_Sil为低电平，开关管Si4调制信号PWM_Si4为低电平；选择开关管Si2、Si3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为PAi，图中选择Si3始终导通，开关管Si3调制信号PWM_Si3为高电平，开关管Si2调制信号PWM_Si2SPAi。当X为10时，当前开关周期内开关管Sil调制信号PWM_Sn为低电平，开关管Si4调制信号PWM_Si4为低电平；选择开关管Si2、Si3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PAi取反后的信号，图中选择Si2工作，开关管Si2调制信号PWM_Si2为PAi取反后的信号，开关管Si3调制信号PWM_Si3为低电平。当X为01时，当前开关周期内开关管Si2调制信号PWM_Si2为低电平，开关管Si3调制信号PWM_Si3为低电平；选择开关管Sn、Si4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PAi取反后的信号，图中选择Sil工作，开关管Sil调制信号PWM_Sn为PAi取反后的信号，开关管Si4调制信号PWM_Si4为低电平。图中得到的单元i中各桥臂上下开关管调制信号在逆变器输出电流换向处加入死区时间。
权利要求
1.一种无死区H桥级联型多电平逆变器，包括直流母线及用于组成半桥的含反并联续流二极管的全控型电力电子开关，其特征在于，该逆变器由n个单元级联而成；对于单元i(i=l，2-n)，直流母线Pi与Qi之间跨接电压值为E的直流电源或电容，母线Pp Qi之间并联半桥Bil和半桥Bi2 ;半桥Bil由全控型电力电子开关Sn、Si2串联而成，开关Sil反并联二极管Dil,开关Si2反并联二极管Di2 ;半桥Bi2由全控型电力电子开关Si3、Si4串联而成，开关Si3反并联二极管Di3,开关Si4反并联二极管Di4 ;第一级单元的半桥B11中两个开关的连接点引出逆变器的端点A，最后一级单元的半桥Bn2中两个开关的连接点引出逆变器的端点B ；第j (I < j≤n)级单元的半桥中两个开关的连接点与第(j_l)级单元的半桥中两个开关的连接点相连。
2.一种基于权利要求I所述逆变器的控制方法，其特征在于，是采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差n/n电角度，对半桥Bil与半桥Bi2分别作双极性SPWM调制，两半桥参考正弦电压信号幅值与频率相同，相位互差电角度，获得各单元中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内各单元输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号。
3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，包括以下步骤 (1)采用移相载波技术，各级联单元三角载波幅值与频率相同，相位依次相差n/n电角度；对于单元i(i=l，2-n)，对半桥Bil与半桥Bi2分别作双极性SPWM调制，半桥Bil参考正弦电压信号Uto与半桥Bi2参考正弦电压信号Uto幅值、频率相同，相位互差电角度，对于逆变器输出电压uAB的等效参考正弦电压信号I!-幅值是Uto的2n倍，相位和频率与Uto相同，获得单元i中同一桥臂上下开关管互补导通的各开关管的调制信号，其中开关Sil的调制信号为Pil,开关Si3的调制信号为Pi3 ； (2)对于单元i(i=l，2*"n)，将上一步得到的调制信号Pil与Pi3作异或处理，得到表征每个开关周期内单元i输出电压uAiBi平均电压绝对值大小的脉冲波形PAi ； (3)根据当前uAto的值与逆变器输出电流Iab的值判断当前逆变器的工作状态，将Uito与O比较，当uAto大于O则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN为1，反之当小于O则表示各单元在当前开关周期内应输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN为O，iAB与O比较，当Iab大于O则表示当前输出电流为正，标记逻辑变量IPN为1，反之当Iab小于O则表示当前输出电流为负，标记逻辑变量IPN为O，若UPN为1，IPN为1，则状态变量X为11，若UPN为I，IPN为O，则状态变量X为10，若UPN为O，IPN为.1，则状态变量X为01，若UPN为0，IPN为0，则状态变量X为00，特别地，当iAB等于0，UPN为I，则状态变量X为11，当iAB等于0，UPN为0，则状态变量X为00 ； (4)根据状态变量的值确定各单元开关管优化后的调制信号，对于单元i(i=l，2…n)，当X为11时，当前开关周期内开关管Si2、Si3调制信号为低电平，选择开关管Sn、Si4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi，当X为10时，当前开关周期内开关管sn、Si4调制信号为低电平,选择开关管Si2、Si3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为01时，当前开关周期内开关管Si2、Si3调制信号为低电平，选择开关管Sn、Si4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤2中得到的PAi取反后的信号，当X为OO时，当前开关周期内开关管Sn、Si4调制信号为低电平，选择开关管Si2、Si3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤2中得到的PAi ； (5)将上一步中得到的各单元同一桥臂上下开关管调制信号在输出电流换向处加入死区时间，获得最终各开关管的调制信号。
4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，各单元优化前后对应每个开关时间内输出平均电压相等，各单元各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考电压频率的2倍。
5.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，逆变器各级联单元在每个开关周期内至多只有两个全控型开关管工作，当逆变器输出电压与电流同极性或输出电流为零时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一对管工作，当逆变器输出电压与电流不同极性时，四个全控型开关管在开关周期内仅有一个开关管工作。
全文摘要
本发明涉及高压变频器技术，旨在提供一种无死区H桥级联型多电平逆变器及控制方法。该逆变器由n个单元级联而成；对于单元i两个直流母线之间跨接直流电源或电容，母线之间并联半桥Bi1和半桥Bi2；第一级单元的半桥B11中两个开关的连接点引出逆变器的端点A，最后一级单元的半桥Bn2中两个开关的连接点引出逆变器的端点B；第j级单元的半桥Bj1中两个开关的连接点与第(j-1)级单元的半桥B(j-1)2中两个开关的连接点相连。本发明使得各级联单元中各桥臂每半个周期只在输出电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考正弦信号频率的2倍；同时在采用本发明提供的开关管新的工作模式后，逆变器的开关损耗降低，系统效率得到提高。
文档编号H02M7/483GK102684531SQ201210143948
公开日2012年9月19日 申请日期2012年5月9日 优先权日2012年5月9日
发明者宋春伟, 朱明磊, 赵荣祥 申请人:浙江大学