一种pwm控制器的振荡器的制造方法
【专利摘要】本发明公开了一种PWM控制器的振荡器，包括与输入电压源相并联的三条支路和运算放大器，第一支路上设有电阻R1和电阻R2，第二支路上设有电阻R3、三极管N1和电阻R4，第三支路上设有电阻R5，电阻R5分别连接相并联的电容C1、电阻R6及二极管D2的阳极；运算放大器的反向输入端连接在电阻R6和电容C2之间，非反向输入端接三极管N1的集电极，并连接与二极管D3的阳极相串联的电阻R7，输出端连接二极管D2、二极管D3的阴极和第一信号输出端，第二信号输出端连接在电阻R7和二极管D3之间。所提供的PWM控制器的振荡器频率一致性好，随温度的变化率小，外同步时钟频率范围宽，并且在振荡器自振频率上下均可实现同步。
【专利说明】—种PWM控制器的振荡器
【技术领域】
[0001]本发明属于脉冲宽度调制控制【技术领域】，涉及一种PWM控制器的振荡器。
【背景技术】
[0002]振荡器的稳定性直接决定DC/DC变换器频率的稳定性，开关频率的稳定性是DC/DC变换器的重要指标，开关频率的稳定性可以影响到DC/DC变换器的稳定性、效率、电磁辐射、可靠性等方面。
[0003]目前，DC/DC变换器所用PWM(脉冲宽度调制)控制器的振荡器线路如图1所示，(如UC1843、UCC1802等)振荡器频率高低温(_55°C?+125°C )变化率大约在20%?30%左右。
[0004]在很多噪声敏感应用中，通常DC/DC变换器通过外同步功能将频率锁定到外部系统时钟上，目前，PWM控制器(如UC1843、UCC1802等)外同步功能线路如图2所示，为了可靠锁定，振荡器自振频率应比时钟频率低10%左右，限制了 DC/DC变换器应用场合。
【发明内容】
[0005]本发明解决的问题在于提供一种PWM控制器的振荡器，解决了高低温振荡频率漂移较大问题，同时提供了外同步功能信号。
[0006]本发明是通过以下技术方案来实现:
[0007]—种PWM控制器的振荡器，包括与输入电压源相并联的三条支路和运算放大器；
[0008]第一支路上设有电阻Rl和电阻R2，三极管NI的基极连接在电阻Rl和电阻R2之间，电阻R2还通过二极管Dl接地；
[0009]第二支路上设有电阻R3、三极管NI和电阻R4，电阻R3连接三极管NI的集电极，三极管NI的发射集连接电阻R4，电阻R4接地；
[0010]第三支路上设有电阻R5，电阻R5分别连接相并联的电容Cl、电阻R6及二极管D2的阳极，其中电容Cl接地，电阻R6连接接地的电容C2 ；
[0011]运算放大器的反向输入端连接在电阻R6和电容C2之间，非反向输入端接三极管NI的集电极，并连接与二极管D3的阳极相串联的电阻R7，输出端连接二极管D2、二极管D3的阴极和第一信号输出端，第二信号输出端连接在电阻R7和二极管D3之间。
[0012]所述的第一信号输出端为用于磁反馈载波驱动电路的可调低电平窄脉冲信号端，第二信号输出端为用于锯齿波形成电路的可调低电平窄脉冲信号端。
[0013]所述的三极管NI为NPN三极管。
[0014]所述的第一支路通过电阻R1、电阻R2的分压为三极管NI的基极提供偏置电压；输入电压源通过电阻R3降压后为运算放大器非反向输入端提供电压；电阻R6、电阻R5、电容Cl和电容C2构成二阶充放电网络。
[0015]当输入电压源开始供电后，运算放大器的反向输入端的电位V-为0V，非反向输入端电位V+由三极管NI的集电极提供偏置电压V+H，运算放大器输出高电平，二极管D2关断，二阶充放电网络开始充电，运算放大器的反向输入端电压开始上升；当反向输入端电压上升到V+H时，运算放大器的输出翻转，第一输出端信号变低，二极管D2将电容Cl的电位Vcl拉低，同时电阻R6、电容C2开始一阶放电，反向输入端电位V-通过二极管D3、电阻R7将非反向输入端电位V+拉低至V+L ;当反向输入端电位V-等于V+L时，运算放大器的输出再次翻转，二极管D2关断，二阶充放电网络再次开始充电。
[0016]所述的输入电压源通过电阻R5对电容Cl充电，第二信号输出端通过二极管D2对电容Cl放电，形成具有前馈功能的锯齿波信号。
[0017]三极管NI的基极作为同步输入端，通过电阻R8和电容C3，连接输入信号Sync_in,仅对输入信号的高低沿起作用。
[0018]所述的输入信号Sync_in为外同步时钟信号，通过电容C3和电阻R8注入到三极管NI的基极，以改变运算放大器非反向输入端电位V+的阀值，使第一输出信号的频率与外同步时钟信号的频率一致。
[0019]与现有技术相比，本发明具有以下有益的技术效果:
[0020]本发明提供的PWM控制器的振荡器，由接成正反馈形式的运算放大器(高速比较器)构成基本结构，采用R6、R5、C1、C2构成的二阶阻容网络控制充放电时间，正反馈控制运算放大器的翻转阈值来产生振荡信号。
[0021]振荡器利用运算放大器在充放电时的不同阈值，实现了在2个电平之间的连续不断的充放电；振荡器的频率主要取决于RC充/放电时间、运算放大器延迟/输出低电平、二极管导通电压和运算放大器翻转阈值电压。其中，高阈值V+H变化很小；V+L电阻温漂无关，仅受运算放大器VOL和D2 二极管压降影响，因此能够解决高低温振荡频率漂移较大问题。
[0022]进一步，虽然R5电阻的高温漂引起反向输入端V-翻转阈值上移(高阈值上移多，低阈值上移少)，而V0L+VD会引起反向输入端V-阈值的下移，因此若R5和R6电阻采用温度互补工艺，则VB的漂移方向也会反向，V-高温向下漂移，以抵消V0L+VD会引起V-下阈值的下移，从而对振荡器频率具有稳定作用。
[0023]本发明提供的PWM控制器的振荡器，通过C3和R8注入到振荡器三极管NI的b极，从而改变了非反向输入端电位V+阀值，使振荡器输出信号0SC_out的频率与外同步时钟信号Sync_in频率一致。
[0024]本发明提供的PWM控制器的振荡器频率一致性好，随温度的变化率小，外同步时钟频率范围宽，并且在振荡器自振频率上下均可实现同步。
【专利附图】
【附图说明】
[0025]图1为UCC1802PWM控制器的振荡器的示意图；
[0026]图2为UCC1802PWM控制器外同步功能线路示意图；
[0027]图3为本发明的振荡器的线路示意图；
[0028]图4为本发明的振荡器的连接示意图；
[0029]图5为振荡器仿真波形示意图；
[0030]图6为外同步模块仿真波形示意图。
【具体实施方式】[0031]下面结合具体的实施例对本发明做进一步的详细说明，所述是对本发明的解释而不是限定。
[0032]参见图3，一种PWM控制器的振荡器，包括与输入电压源相并联的三条支路和运算放大器ICla ；
[0033]第一支路上设有电阻Rl和电阻R2，三极管NI的基极连接在电阻Rl和电阻R2之间，电阻R2还通过二极管Dl接地；
[0034]第二支路上设有电阻R3、三极管NI和电阻R4，电阻R3连接三极管NI的集电极，三极管NI的发射集连接电阻R4，电阻R4接地；
[0035]第三支路上设有电阻R5，电阻R5分别连接相并联的电容Cl、电阻R6及二极管D2的阳极，其中电容Cl接地，电阻R6连接接地的电容C2 ；
[0036]运算放大器ICla的反向输入端连接在电阻R6和电容C2之间，非反向输入端接三极管NI的集电极，并连接与二极管D3的阳极相串联的电阻R7，输出端连接二极管D2、二极管D3的阴极和第一信号输出端0SC_out，第二信号输出端0SC_outl连接在电阻R7和二极管D3之间。
[0037]其中，第一支路通过电阻R1、电阻R2的分压为三极管NI的基极提供一偏置电压VB, Vcc和NI集电极之间连接R3，通过电阻R3降压后为运算放大器ICla非反向输入端提供电压；电阻R6、电阻R5、电容Cl和电容C2构成二阶充放电网络RC。
[0038]具体的，所述的第一信号输出端0SC_out为用于磁反馈载波驱动电路的可调低电平窄脉冲信号端，第二信号输出端0SC_outl为可用于锯齿波形成电路的可调低电平窄脉冲。三极管NI为NPN三极管。
[0039]当输入电压源开始供电后(电路上电后)，运算放大器ICla的反向输入端的电位V-为0V，非反向输入端电位V+由三极管NI的集电极提供一偏置电压V+H，运算放大器ICla输出高电平，二极管D2 (下拉管)关断，R5C1R6C2组成的二阶充放电网络开始充电，运算放大器ICla的反向输入端电压开始上升,而三极管NI给出的非反向输入端电位V+为V+H(设定值)；
[0040]当反向输入端电压上升到V+H时，运算放大器ICla的输出翻转，第一输出端0SC_out信号变低，导通的二极管D2将电容Cl的电位Vcl迅速拉低，同时电阻R6、电容C2开始一阶放电，反向输入端电位V-通过二极管D3、电阻R7将非反向输入端电位V+拉低至V+L(设定值)；当R6C2放电使反向输入端电位V-等于V+L时(所设定的翻转低阈值)，运算放大器ICla的输出再次翻转，二极管D2关断，二阶充放电网络再次开始充电，开始下一个循环。
[0041]所述的第二信号输出端0SC_outl的锯齿波形成为:
[0042]输入电压源通过电阻R5对电容Cl充电，第二信号输出端0SC_outI通过二极管D2对电容Cl放电，从而形成具有前馈功能的锯齿波信号。
[0043]参见图4，在对DC/DC变换器中使用时，三极管NI的基极作为同步输入端，通过电阻R8和电容C3，连接输入信号Sync_in，仅对输入信号的高低沿起作用；
[0044]当输入信号为外同步时钟信号时(一般为TTL电平)，通过C3和R8注入到振荡器三极管NI的b极，从而改变了非反向输入端电位V+阀值，使振荡器输出信号0SC_out的频率与外同步时钟信号Sync_in频率一致。
[0045]同步输入端在正常工作时外接电容C3和电阻R8，只对输入信号Sync_in (—般为TTL电平)的高低沿起作用。在振荡器上升沿阶段，当同步输入加低电平0.8V时，三极管NI的基极电位VB被瞬间拉至1.52V，则非反向输入端电位V+电位变为9.27V ;当同步输入加高电平4.5V时，三极管NI的基极电位VB电位被瞬间抬高至3.5V，则非反向输入端电位V+电位变为6.3V。
[0046]对本发明提供的振荡器频率温漂分析:
[0047]如图3、图4所示，振荡器的频率主要取决于二阶充放电网络RC的充/放电时间、运算放大器延迟/输出低电平、二极管导通电压和运算放大器翻转阈值电压。
[0048]①非反向输入端初始电位V+H (振荡器翻转为设定的高时阈值)
[0049]无外同步信号时，三极管NI由分压电阻R1、电阻R2和二极管Dl自偏置，则输出电位:V+H=VCC-R3XIC;
【权利要求】
1.一种PWM控制器的振荡器，其特征在于，包括与输入电压源相并联的三条支路和运算放大器(ICla); 第一支路上设有电阻Rl和电阻R2，三极管NI的基极连接在电阻Rl和电阻R2之间，电阻R2还通过二极管Dl接地； 第二支路上设有电阻R3、三极管NI和电阻R4，电阻R3连接三极管NI的集电极，三极管NI的发射集连接电阻R4，电阻R4接地； 第三支路上设有电阻R5，电阻R5分别连接相并联的电容Cl、电阻R6及二极管D2的阳极，其中电容Cl接地，电阻R6连接接地的电容C2 ； 运算放大器(ICla)的反向输入端连接在电阻R6和电容C2之间，非反向输入端接三极管NI的集电极，并连接与二极管D3的阳极相串联的电阻R7，输出端连接二极管D2、二极管D3的阴极和第一信号输出端(OSC_out)，第二信号输出端(OSC_outl)连接在电阻R7和二极管D3之间。
2.如权利要求1所述的PWM控制器的振荡器，其特征在于，所述的第一信号输出端(OSC_out)为用于磁反馈载波驱动电路的可调低电平窄脉冲信号端，第二信号输出端(OSC_outl)为用于锯齿波形成电路的可调低电平窄脉冲信号端。
3.如权利要求1所述的PWM控制器的振荡器，其特征在于，所述的三极管NI为NPN三极管。
4.如权利要求1所述的PWM控制器的振荡器，其特征在于，所述的第一支路通过电阻R1、电阻R2的分压为三极管NI的基极提供偏置电压；输入电压源通过电阻R3降压后为运算放大器(ICla)非反向输入端提供电压；电阻R6、电阻R5、电容Cl和电容C2构成二阶充放电网络。
5.如权利要求4所述的PWM控制器的振荡器，其特征在于，当输入电压源开始供电后，运算放大器(ICla)的反向输入端的电位V-为OV,非反向输入端电位V+是由三极管NI的集电极提供偏置电压V+H，运算放大器(ICla)输出高电平，二极管D2关断，二阶充放电网络开始充电，运算放大器(ICla)的反向输入端电压开始上升；当反向输入端电压上升到V+H时，运算放大器(ICla)的输出翻转,第一输出端(0SC_out)信号变低,二极管D2将电容Cl的电位Vcl拉低，同时电阻R6、电容C2开始一阶放电，反向输入端电位V-通过二极管D3、电阻R7将非反向输入端电位V+拉低至V+L ;当反向输入端电位V-等于V+L时，运算放大器(ICla)的输出再次翻转，二极管D2关断，二阶充放电网络再次开始充电。
6.如权利要求5所述的PWM控制器的振荡器，其特征在于，所述的输入电压源通过电阻R5对电容Cl充电，第二信号输出端(0SC_outl)通过二极管D2对电容Cl放电，形成具有前馈功能的锯齿波信号。
7.如权利要求1或5所述的PWM控制器的振荡器，其特征在于，三极管NI的基极作为同步输入端，通过电阻R8和电容C3，连接输入信号Sync_in，仅对输入信号的高低沿起作用。
8.如权利要求7所述的PWM控制器的振荡器，其特征在于，所述的输入信号Sync_in为外同步时钟信号，通过电容C3和电阻R8注入到三极管NI的基极，以改变运算放大器非反向输入端电位V+的阀值，使第一输出信号(0SC_out)的频率与外同步时钟信号的频率一致。
【文档编号】H02M1/00GK103475189SQ201310382189
【公开日】2013年12月25日 申请日期:2013年8月28日 优先权日:2013年8月28日
【发明者】巩朋虎, 王英武, 王俊峰, 赵明, 熊国兴 申请人:中国航天科技集团公司第九研究院第七七一研究所