过电流检测装置及使用其的智能功率模块的制作方法
【专利摘要】本发明提供能缩短误检测防止时间的过电流检测装置及使用该过电流检测装置的智能功率模块。包括：感测发射极电流检测部(21)，该感测发射极电流检测部(21)将从IGBT(3i)的感测发射极(3se)输出的感测发射极电流作为感测发射极电压来进行检测；以及比较部(24)，该比较部(24)对该感测发射极电流检测部检测出的感测发射极电压和阈值电压进行比较来检测出过电流。还包括：校正用电流检测部(22)，该校正用电流检测部(22)将与所述IGBT的栅极和感测发射极之间的电流相对应的校正用电流作为校正电压来进行检测；以及电压校正部(23)，该电压校正部(23)从所述感测发射极电流检测部检测出的感测发射极电压减去所述校正电流检测部检测出的校正用电压从而计算出感测发射极校正电压，将该感测发射极校正电压提供给所述比较部。
【专利说明】过电流检测装置及使用其的智能功率模块
【技术领域】
[0001]本发明涉及当过电流流过绝缘栅双极型晶体管(以下称作IGBT)时，保护IGBT以使其不受到破坏的过电流检测装置、以及使用该过电流检测装置的智能功率模块。
【背景技术】
[0002]构成功率转换装置的三相逆变器电路具有如下结构:将6个IGBT和与这些IGBT反并联连接的续流二极管(FWD)两两串联连接来形成串联电路，将由此形成的串联电路并联连接至直流电源，在各串联电路的IGBT间的连接点上连接有电动机等电感负载。
在这种功率转换装置中所使用的IGBT中，设有过电流保护电路，该过电流保护电路用于在流过过电流时保护IGBT以使其不受到破坏。
[0003]作为该过电流保护电路，已知的有如图5所示的结构。
IGBT100设有集电极100c、发射极10e以及感测发射极lOOse。感测发射极10se输出为流过集电极10c和发射极10e之间的电流的数千分之一或数万分之一左右的感测电流。该过电流保护电路在感测发射极10se与接地之间插入电流检测用电阻101，将该电流检测用电阻101的高电位侧感测的电压Vse输入至过电流检测用比较器102的非反转输入端子。
[0004]将判断过电流的阈值电压Vth输入至该过电流检测用比较器102的反转输入端子，在感测电压Vse成为阈值电压Vth以上时，该过电流检测用比较器102输出从截止状态反转为导通状态的过电流检测信号Soc。
将该过电流检测信号Soc提供给低通滤波器电路103，以规定时间常数进行积分，在接通IGBT100时产生的感测电压Vse成为超过阈值电压Vth的值的过渡性增加状态下，防止过电流的误检测。
[0005]另外，利用由栅极驱动电路105提供的栅极电流来对IGBT100进行驱动控制。该栅极驱动电路105具有串联连接在控制电源106和接地107之间的P沟道M0SFET108及N沟道M0SFET109，将这些P沟道M0SFET108和N沟道M0SFET109的连接点连接至IGBT100的栅极100g。而且，利用带保护功能的驱动器IC100，对P沟道M0SFET108和N沟道M0SFET109进行控制，以使得它们中的一个处于导通状态时，且使另一个处于截止状态。
[0006]利用图6的信号波形图对上述过电流保护电路的动作进行说明。
若IGBT驱动电路的P沟道M0SFET108导通，则向IGBT100的栅极10g施加与控制电源106的电压Vcc (例如15V左右)相等的控制电压Vgcc。
IGBT100是绝缘栅型半导体器件，是所谓的电压驱动型器件，但在IGBT100的栅极10g中流过栅极电流Ig、对栅极电容(此处指栅极.发射极间的电容)进行充电。若对栅极电容进行充电，则栅极电压Vg如图6(b)所示那样上升。若栅极电压Vg上升并达到栅极阈值电压，则集电极电流Ic如图6(a)所示那样上升，集电极.发射极间电压Vce如图6(a)所示那样开始下降。
[0007]此外，集电极电流Ic的数千分之一?数万分之一左右的感测电流Ise如图6(c)所示那样上升，流过感测电流Ise的感测电阻Rs两端的电压即感测电压Vse也如图6(d)所示那样上升。若栅极电压Vg达到栅极阈值电压，则集电极.发射极间电压Vce下降，IGBT100的镜像电容(栅极.集电极电容)增大，栅极电压Vg转移到大致一定的区域。
[0008]在此期间，感测电流Ise也如图6(c)所示那样上升，随之，感测电压Vse也如图6(d)所示那样上升，若感测电压Vse达到判断过电流的过电流阈值电压Vth(这由基准电压E决定)，则过电流检测用比较器102的输出将输出高电平的过电流检测信号Soc。
将该过电流检测信号Soc提供至低通滤波器电路103，因此，低通滤波器电路103的输出缓缓上升。此时，将低通滤波器电路103的时间常数设为大于误检测防止时间Tl，该误检测防止时间Tl是从感测电压Ns超过过电流阈值电压Vth开始直到感测电压Ns成为过电流阈值电压Vth以下为止的时间。
[0009]因此，在感测电压Vse超过过电流阈值电压Vth的误检测防止时间Tl期间，低通滤波器电路103的滤波器输出不会达到过电流检测用比较器102的高电平。
因此，将低通滤波器电路103的滤波器输出提供给带保护功能的驱动器ICllO时，滤波器输出不会达到过电流检测用比较器102的高电平。因而，带保护功能的ICllO不会切断栅极电流Ig。
[0010]然而，当从过电流检测用比较器102输出的过电流检测信号Soc的高电平在超过误检测防止时间Tl后还持续的情况下，低通滤波器电路103的滤波器输出达到高电平。因此，带保护功能的ICllO停止对IGBT100的栅极10g输出栅极电流Ig，IGBT100的过电流保护功能开始动作。
[0011]在上述图5的结构中，对使用低通滤波器电路103来防止接通IGBT100时的过电流误检测的情形进行了说明，但可具有如专利文献I所记载的结构。
即，在专利文献I中，省略低通滤波器电路并检测出使IGBT动作的输入信号的上升沿，从而使定时器动作。因而，在上述误检测防止时间Tl期间，向过电流检测用比较器提供比通常的基准电压要高的基准电压，在感测电压Vse超过过电流阈值电压Vth的期间，使过电流检测用比较器输出的过电流检测信号维持低电平。
现有技术文献专利文献
[0012]专利文献1:日本专利特开平6-120787号公报
【发明内容】
发明所要解决的技术问题
[0013]根据上述现有例，使用低通滤波器电路，使从过电流检测用比较器102输出的高电平的过电流检测信号Soc的高电平的上升减缓、或者使用定时器，在误检测防止时间Tl期间，向过电流检测用比较器施加比通常的基准电压要高的基准电压。由此，在IGBT接通时产生的感测电压Vse超过过电流阈值电压Vth的期间，防止进行误检测。
[0014]然而，在上述现有例中，在使用低通滤波器电路的情况下，IGBT的误检测防止时间Tl为4?5微秒，相对较长，在经过该误检测防止时间Tl之后进行过电流判断。因此，有待解决的问题有:成为过电流状态时，到判断为过电流状态为止所需的判断时间变长。而且，还有如下有待解决的问题:误检测防止时间Tl因IGBT不同而不同，因此，不得不将低通滤波器电路的时间常数设定得较长，这一点也会导致判断为过电流状态所需的判断时间变长。因此，无法同时进行需要短时间内判断的短路电流的检测。
[0015]对此，专利文献I所记载的发明中，使用定时器，对过电流检测用比较器的基准电压进行变更，在该情况下，不使用低通滤波器电路，因此，无需设定时间常数。然而，在专利文献I所记载的发明中，需要对定时器设定与误检测防止时间Tl相当的较长的限时时间(timeup time)。该误检测防止时间Tl因IGBT不同而不同，因此，有待解决的问题有:需要将限时时间设定为较长。而且，在专利文献I所记载的发明中，需要设置定时器、开关电路、2种基准电压源等，存在的问题有电路结构增大。
于是，本发明着眼于上述现有例有待解决的问题而完成，目的在于提供能缩短误检测防止时间的过电流检测装置及使用该过电流检测装置的智能功率模块。
解决技术问题的技术方案
[0016]为了达到上述目的，本发明的第I方式的过电流检测装置包括:感测发射极电流检测部，该感测发射极电流检测部将从绝缘栅双极型晶体管的感测发射极输出的感测发射极电流作为感测发射极电压来进行检测；以及比较部，该比较部对该感测发射极电流检测部检测出的感测发射极电压和阈值电压进行比较来检测出过电流。过电流检测装置还包括:校正用电流检测部，该校正用电流检测部将与所述绝缘栅双极型晶体管的栅极和感测发射极之间的电流相对应的校正用电流作为校正电压来进行检测；以及电压校正部，该电压校正部从所述感测发射极电流检测部检测出的感测发射极电压减去所述校正电流检测部检测出的校正用电压，从而计算出感测发射极校正电压，将该感测发射极校正电压提供给所述比较部。
[0017]此外，本发明所涉及的过电流检测装置的第2方式构成为，所述感测电流检测部及所述校正电流检测部具有电流检测用电阻，将电流作为电压值来进行检测。
此外，本发明所涉及的过电流检测装置的第3方式中，所述校正用电流检测部由插入到提供给所述栅极的电流路径中的电流镜像电路、以及插入到该电流镜像电路的电流输出部与接地之间的所述电流检测用电阻来构成。
[0018]此外，本发明所涉及的过电流检测装置的第4方式中，所述校正用电流检测部由第2半导体电流控制元件、以及插入到该第2半导体控制元件的输出侧与接地之间的所述电流检测用电阻来构成，该第2半导体控制元件与对所述绝缘栅双极型晶体管的栅极电流进行控制的第I半导体电流控制元件并联配置，且该第2半导体控制元件的单元尺寸比该第I半导体电流控制元件的单元尺寸要小。
[0019]此外，本发明所涉及的智能功率模块的第I方式中，在I个组件中集成有:绝缘栅双极型晶体管；与该绝缘栅双极型晶体管反并联连接的续流二极管；具备上述第I?第4方式中任一方式的过电流检测装置；以及驱动用1C，该驱动用IC对所述绝缘栅双极型晶体管进行驱动，且至少基于所述过电流检测装置的过电流检测值，对所述绝缘栅双极型晶体管进行保护。
发明效果
[0020]根据本发明，从感测发射极电流检测部检测出的IGBT的感测发射极电压减去由校正电流检测部检测出的IGBT的与栅极和感测发射极之间的电流相对应的校正用电压，从而计算出感测发射极校正电压，将该感测发射极校正电压与过电流阈值电压进行比较。由此，利用与IGBT的集电极电流相当的净感测发射极电压来进行过电流判断，因此，能缩短IGBT接通时的误检测防止时间。因此，不仅能应用于过电流检测，还能应用于短路电流检测。
而且，将上述过电流检测装置、IGBT, FWD、IGBT的驱动用IC集成到I个组件来构成智能功率模块，因此能实现整体结构的小型化。
【专利附图】
【附图说明】
[0021]图1是表示应用本发明得到的功率转换装置的电路图。
图2是表示包含本发明的过电流检测装置的智能功率模块的电路图。
图3是为了说明图2的过电流检测装置的动作而提供的信号波形图。
图4是表示本发明的实施方式2的、与图2对应的电路图。
图5是表示现有IGBT过电流检测装置的电路图。
图6是为了说明图5的动作而提供的信号波形图。
【具体实施方式】
[0022]下面，参考附图，对本发明的实施方式进行说明。
图1是表示应用本发明得到的功率转换装置的电路图，图2是包含本发明的实施方式I的过电流检测装置的智能功率模块的电路图。
如图1所示，应用本发明得到的功率转换装置例如由将直流功率转换成三相交流功率的逆变器电路来构成。该逆变器电路具有:与主直流电源I的正极侧相连接的正极侧线路2p ;以及与主直流电源I的负极侧相连接的负极侧线路2n。
[0023]在该正极侧线路2p与负极侧线路2n之间，并联连接有串联电路4、串联电路5和串联电路6，该串联电路4通过串联连接绝缘栅双极型晶体管(下面称作IGBT) 3A和3B得到，该串联电路5通过串联连接IGBT3C和3D得到，该串联电路6通过串联连接IGB3E和3F得到。各IGBT3A?3F与续流二极管(下面称作FWD) 7A?7F反并联连接。
而且，串联电路4的IGBT3A及3B的连接点、串联电路5的IGBT3C及3D的连接点、以及串联电路6的IGBT3E及3F的连接点连接至电动机等电感负载8。
[0024]利用图3的信号波形图，对该逆变器电路的动作进行说明。
设在某一时刻、IGBT3A和IGBT3D导通，从主直流电源I向负载9提供电流II。接着，IGBT3A和IGBT3D截止，则流过负载9的电流Il通过FWD7B、7C成为回流电流并流入主直流电源I。IGBT3A?IGBT3F如此依次导通和截止，从而将三相电力提供给负载9。
[0025]于是，在IGBT3A从导通转变为截止、电流12流过FWD7C的状态下，若IGBT3D导通，则FWD7C和IGBT3D的串联电路瞬间成为臂短路状态。FWD7C反向恢复时会解除该臂短路，当IGBT3D接通时，该FWD7C的反向恢复电流与IGBT3D的集电极电流相重叠地流动。因此，如图3(a)所示，在接通动作时，IGBT3D的集电极电流Ic与反向恢复电流Ir相重叠，因此，会出现回弹，之后Ic转移到稳定状态。
[0026]而且，如图2所示，将构成逆变器电路的各IGBT3i和FWD7i (i = A?F)分别与IGBT驱动电路10、带保护功能的驱动器IC11、过电流检测装置12包含在一起来形成I个组件，构成为智能功率模块13。 其中，IGBT驱动电路10具有串联连接在控制电源15和接地16之间的P沟道MOSFETlOa及N沟道MOSFETlObJf P沟道MOSFETlOa和N沟道MOSFETlOb的连接点连接至IGBT3i的栅极3g。
[0027]带保护功能的驱动器ICl I对构成IGBT驱动电路10的P沟道MOSFETlOa和N沟道MOSFETlOb进行控制，以使得其中一个处于导通状态时另一个处于截止状态。该带保护功能的驱动器ICll在接通IGBT3i时，使P沟道MOSFETlOa成为导通状态、N沟道MOSFETlOb成为截止状态。由此，从控制电源15向IGBT3i的栅极3g提供栅极电流Ig从而对栅极电容(此处为栅极?发射极间电容)进行充电。相反，在断开IGBT3i的情况下，使P沟道MOSFETlOa成为截止状态、N沟道MOSFETlOb成为导通状态，并将IGBT3i的栅极3g连接至接地16，从而对栅极电容进行放电。
[0028]过电流检测装置12包括感测发射极电流检测部21、校正用电流检测部22、电压校正部23、比较部24、以及低通滤波器电路25。
感测发射极电流检测部21由连接在感测发射极3se与接地之间的电流检测用电阻Rsl构成,感测发射极3se输出感测发射极电流Ise,该感测发射极电流Ise为流过形成于IGBT31的集电极3c的集电极电流Ic的数千分之一?数万分之一左右。而且，从电流检测用电阻Rsl的高电位侧输出将感测发射极电流转换为电压后的感测发射极电压Vse。
[0029]校正用电流检测部22至少包括电流镜像电路31和电流检测用电阻Rs2，该电流镜像电路31的输入部与IGBT驱动电路10的P沟道MOSFETlOa的漏极侧相连接，该电流检测用电阻Rs2连接在该电流镜像电路31的输出部与接地16之间。
电流镜像电路31由连接在IGBT驱动电路10的P沟道MOSFETlOa的漏极与IGBT3i的栅极3g之间的P沟道M0SFET31a、以及其栅极与该P沟道M0SFET31a的栅极相连接的P沟道M0SFET31b来构成。
[0030]而且，将P沟道M0SFET31a和31b的栅极间的连接点连接至P沟道M0SFET31a和P沟道MOSFETlOa的漏极间的连接点。此外，P沟道M0SFET31b的漏极经由恒流电路32与控制电源15相连接，P沟道M0SFET31b的源极与电流检测用电阻Rs2的高电位侧相连接。
[0031]此处，对电流镜像电路31的电流镜像比进行设定从而得到校正用栅极电流Iga，该校正用栅极电流Iga的电流值与重叠于从IGBT3i的感测发射极3se输出的感测发射极电流Ise的栅极电流分量相对应。而且，将从电流镜像电路31的P沟道M0SFET31b的源极输出的、具有与感测发射极电流Ise中所包含的栅极电流相当的量的校正用栅极电流Iga提供给电流检测用电阻Rs2。
因而，从电流检测用电阻Rs2的高电位侧输出将校正用栅极电流Iga转换成电压后得到的校正用电压Va。
[0032]电压校正部23由进行差动放大的运算放大器23a构成。对该运算放大器23a的非反转输入端子施加从感测发射极电流检测部21的电流检测用电阻Rsl的高电位侧得到的感测发射极电压Vse，对反转输入端子施加从校正用电流检测部22的电流检测用电阻Rs2的高电位侧得到的校正用电压Va。因而，运算放大器23a输出从感测发射极电压Vse减去校正用电压Va后得到的感测发射极校正电压Vsea。
[0033]比较部24由过电流检测用比较器24a构成。对该过电流检测用比较器24a的非反转输入端子施加上述的从电压校正部23输出的感测发射极校正电压Vsea，反转输入端子与输出过电流阈值电压Vth的基准电源24b相连接。感测发射极校正电压Vsea成为过电流阈值电压Vth以上时，从过电流检测用比较器24a输出从低电平反转为高电平的过电流检测信号Soc。
[0034]而且，将从比较部24输出的过电流检测信号Soc提供给低通滤波器电路25，将由低通滤波器电路25进行了低通滤波处理后的滤波器输出Sf提供给带保护功能的驱动器
ICllo
在该带保护功能的驱动器ICll中，将从低通滤波器电路25输入的滤波器输出Sf与基准电压Vref进行比较，当Sf>Vref时，判断为过电流状态，使与IGBT驱动电路10的P沟道MOSFETlOa的栅极相对应的栅极信号成为截止状态，使与N沟道MOSFETlOb的栅极相对应的栅极信号成为导通状态，并停止对IGBT3i进行驱动。
[0035]接着，根据图3的信号波形图，对上述实施方式I的动作进行说明。
若IGBT驱动电路10的P沟道MOSFETlOa导通，则向IGBT3i的栅极3g施加与控制电源15的电压Vcc (例如15V左右)相等的控制电压Vgcc。
IGBT3i的栅极3g中流过栅极电流Ig，对栅极电容(此处为栅极.发射极间电容)进行充电。若对栅极电容进行充电，则栅极电压Vg如图3(b)所示那样上升。此时，如图3(c)所示，从电流镜像电路31的P沟道M0SFET31b开始输出与栅极电流Ig成比例且与感测发射极电流Ise相对应的校正用栅极电流Iga。
[0036]之后，若栅极电压Vg上升并达到栅极阈值电压Vgth，则集电极电流Ic如图3(a)所示那样上升，集电极.发射极间电压Vce如图3(a)所示那样开始下降。
此外，集电极电流Ic的数千分之一?数万分之一左右的感测发射极电流Ise如图3(c)所示那样上升，流过感测发射极电流Ise的电流检测用电阻Rsl两端的电压即感测发射极电压Vse也如图3(d)所示那样上升。此时，如图3(d)所示，在感测发射极电流Ise中，在原本的集电极电流Ic的数千分之一?数万分之一左右的集电极电流分量上重叠有与在栅极电流被充电的期间内所流过的栅极电流Ig成比例的栅极电流分量。
[0037]之后，若栅极电压Vg达到栅极阈值电压Vgth，则集电极?发射极间电压Vce降低，IGBT100的镜像电容(栅极.集电极电容)增大，栅极电压Vg转移到大致一定的区域。
在此期间，感测发射极电流Ise也如图3(d)所示那样上升，随着电流的上升，感测发射极电压Vse也如图3(f)的虚线所示那样上升。
[0038]此外，校正用栅极电流Iga如图3(c)所示那样上升，栅极电压Vg达到栅极阈值电压Vgth之后,校正用栅极电流Iga开始缓慢减小。
因而，从感测发射极电流Ise减去校正用栅极电流Iga后得到的校正感测发射极电流Isea如图3(e)所示,与感测发射极电流Ise相比,其振幅被抑制。
[0039]在本实施方式中，感测发射极电流检测部21检测出感测发射极电流Ise来作为感测发射极电压Vse来，将该感测发射极电压Vse施加到电压校正部23的运算放大器23a的非反转输入端子。另一方面，校正用电流检测部22检测出校正用栅极电流Iga来作为校正用栅极电压Vga，将该校正用栅极电压Vga施加于电压校正部23的运算放大器23a的反转输入端子。
[0040]因而，运算放大器23a从感测发射极电压Vse减去校正用栅极电压Vga，从而输出感测发射极校正电压Vsea。如图3(f)的实线所图示，该感测发射极校正电压Vse是从感测发射极电压Vse除去校正用栅极电压Vga的电压，除去了栅极电流分量从而振幅仅取决于集电极电流分量，即成为振幅被抑制的电压。
[0041]与图3(f)的虚线所图示的上述现有例的感测发射极电压Vse’相比，该感测发射极校正电压Vsea的振幅大幅地减小，因此，IGBT3i接通时超过过电流阈值电压Vth的误检测防止时间T2为I微秒左右，相对缩短，能将误检测防止时间T2缩短为现有例中的误检测防止时间Tl的四分之一?五分之一。
[0042]因而，将与过电流检测用比较器24a的输出侧相连接的低通滤波器电路25的时间常数设为较短，即该时间常数是现有例的低通滤波器电路103的时间常数的四分之一?五分之一。
因此，IGBT3i接通时防止在过电流时发生误检测并且在除了接通时以外的通常开关状态下判断过电流状态的情况下，能使将误检测防止时间T2以及实际检测出过电流状态时所需的检测时间Td包含在内的判断时间充分地缩短，能进行高精度的过电流检测。而且，不需要上述专利文献I所记载的定时器，因此，能将过电流检测装置12的结构缩小。
[0043]如上，根据本实施方式，能将过电流判断时间缩短，因此，即使在IGBT中流过短路电流的情况下，也能立即检测出短路电流，无需另外设置短路电流检测用电路就能检测出短路，能将IGBT保护电路的电路结构简化，并且能实现小型化。
而且，作为校正用电流检测部22，通过应用检测出IGBT3i的栅极电流Ig的电流镜像电路31，从而能对电流镜像比进行调整。因而，能准确地检测出与从IGBT3i的感测发射极3se输出的感测发射极电流相对应的校正用栅极电流Iga。
[0044]进一步地，在感测发射极电流检测部21和校正用电流检测部22中使用电流检测用电阻Rsl和Rs2，从而检测出电流来作为电压值。因此，通过调整各电流检测用电阻Rsl和Rs2的电阻值中的至少一个，从而能将感测发射极电压Vse和校正用栅极电压Vga的电压值调整为适当值。因此，能进行更准确的过电流检测。
此外，通过将上述IGBT31、FWD71、IGBT驱动电路10、带保护功能的驱动器ICll和过电流检测装置12集成到I个组件来构成智能功率模块13，从而能使智能功率模块13进一步小型化。
[0045]接下来，根据图4的电路图，对本发明实施方式2进行说明。
在该实施方式2中，对校正用电流检测部22的结构进行了变更。
即，如图4所示，在实施方式2中，校正用电流检测部22中省略了电流镜像电路31和恒流电路32，设置由带保护功能的IC的栅极控制信号来驱动的P沟道M0SFET33来代替电流镜像电路31和恒流电路32。该P沟道M0SFET33的漏极与控制电源15相连接，其源极与电流检测用电阻Rs2的高电位侧相连接。
[0046]此处，将P沟道M0SFET33的单元尺寸设定为比IGBT驱动电路10的P沟道MOSFETlOa的单元尺寸要小。在该情况下，将该P沟道MOSFETlOa及33的单元尺寸比设定为与上述电流镜像电路31的电流镜像比相等，将从P沟道M0SFET33输出的校正用栅极电流Ig设定为与从IGBT3i的感测发射极3se输出的感测发射极电流Ise相对应的值。
[0047]在该实施方式2中，从P沟道M0SFET33输出与上述电流镜像电路31的P沟道M0SFET31b相同的校正用栅极电流Iga，将该校正用栅极电流Iga提供给电流检测用电阻Rs2，因此，从该电流检测用电阻Rs2的高电位侧得到与校正用栅极电流Iga相对应的校正用栅极电压Vga。
[0048]因而，与上述实施方式I相同地，电压校正部33从感测发射极电压Vse减去校正用栅极电压Vga来计算出感测发射极电压Vsea，将该结果输出到比较部34，从而能得到与上述实施方式I相同的作用效果。
而且，在实施方式2中，能通过仅设置尺寸比与IGBT驱动电路10的P沟道MOSFETlOa不同的P沟道M0SFET33以及电流检测用电阻Rs2，来构成校正用电流检测部22，从而能将校正用电流检测部22的结构小型化。
[0049]另外，在上述实施方式中，对在过电流检测用的比较部24的输出侧设置低通滤波器电路25的情形进行了说明，但不限于此，可在电压校正部23的输出侧设置低通滤波器电路25、且将该低通滤波器电路25的滤波器输出提供给过电流检测用比较器24a。
工业上的实用性
[0050]根据本发明，从与IGBT感测发射极电流相对应的感测发射极电压减去与IGBT的栅极和感测发射极之间的电流相对应的校正用电压，从而计算出校正感测发射极电压。因此，能得到使IGBT的接通动作时过电流的误检测防止时间缩短的过电流检测装置以及使用该过电流检测装置的智能功率模块。
标号说明
[0051]I…主直流电源 3A ?3F...IGBT
3i…IGBT 3c…集电极 3e…发射极 3g…栅极 3se…感测发射极 4?6…串联电路 7A ?7F …FWD 9…负载
10...IGBT驱动电路 10a、1b…P 沟道 MOSFET 11…带保护功能的驱动器IC 12…过电流检测装置 13…智能模块
21...感测发射极电流检测部 Rsl…电流检测用电阻 22…校正用电流检测部 23…电压校正部 23a…运算放大器 24…比较部
24a…过电流检测用比较器 25…低通滤波器电路31…电流镜像电路31a、31b…P 沟道 MOSFET32…恒流电路Rs2…电流检测用电阻33...P 沟道 MOSFET
【权利要求】
1.一种过电流检测装置，包括: 感测发射极电流检测部，该感测发射极电流检测部将从绝缘栅双极型晶体管的感测发射极输出的感测发射极电流作为感测发射极电压来进行检测；以及比较部，该比较部对该感测发射极电流检测部检测出的感测发射极电压和阈值电压进行比较来检测出过电流，其特征在于，包括: 校正用电流检测部，该校正用电流检测部将与所述绝缘栅双极型晶体管的栅极和感测发射极之间的电流相对应的校正用电流作为校正电压来进行检测；以及 电压校正部，该电压校正部从所述感测发射极电流检测部检测出的感测发射极电压减去所述校正电流检测部检测出的校正用电压，从而计算出感测发射极校正电压，将该感测发射极校正电压提供给所述比较部。
2.如权利要求1所述的过电流检测装置，其特征在于， 所述感测电流检测部和所述校正电流检测部具有电流检测用电阻，将电流作为电压值来进行检测。
3.如权利要求2所述的过电流检测装置，其特征在于， 所述校正用电流检测部由插入到提供给所述栅极的电流路径的电流镜像电路、以及插入到该电流镜像电路的电流输出部和接地之间的所述电流检测用电阻来构成。
4.如权利要求2所述的过电流检测装置，其特征在于， 所述校正用电流检测部由第2半导体电流控制元件、以及插入到该第2半导体控制元件的输出侧与接地之间的所述电流检测用电阻来构成，该第2半导体电流控制元件与对所述绝缘栅双极型晶体管的栅极电流进行控制的第I半导体电流控制元件并联配置，且该第2半导体电流控制元件的单元尺寸比该第I半导体电流控制元件的单元尺寸要小。
5.一种智能功率模块，其特征在于，在I个组件中集成有: 绝缘栅双极型晶体管；与该绝缘栅双极型晶体管反并联连接的续流二极管；所述权利要求I至4中任一项所述的过电流检测装置；以及驱动用1C，该驱动用IC对所述绝缘栅双极型晶体管进行驱动，且至少基于所述过电流检测装置的过电流检测值，对所述绝缘栅双极型晶体管进行保护。
【文档编号】H02M1/32GK104170255SQ201380013733
【公开日】2014年11月26日 申请日期:2013年4月1日 优先权日:2012年6月22日
【发明者】皆川启 申请人:富士电机株式会社