一种用于电荷泵的栅极驱动电路的制作方法

本发明属于模拟集成电路技术领域，具体涉及一种用于电荷泵的栅极驱动电路。

背景技术：

本发明适用的电荷泵用于N型调整管的低压差线性稳压器LDO，需要大约2倍的V_charge电压，如图1所示。

在模拟集成电路设计领域，电荷泵起到电压倍增的作用，是其中的一个重要组成部分。

传统的Dickson电荷泵如图2所示，是由二极管连接的PMOS或者NMOS串联组成。电荷泵工作过程中，前一级电压给后一级电容充电，充电路径有MOS管的衬底寄生二极管。这导致每经过一级二极管连接的MOS管，会损失掉PN结的正向导通压降。传统电荷泵的电路的优点是电路结构简单，缺点是每级电压增益都会有较大的电压损耗，影响效率。

开关型Dickson电荷泵如图3所示，每级增益通过一个开关型MOS管实现，这可以有效减少每级倍增过程中的电压损耗。但难点是在于针对每一个开关管，要给出一个保证开关管正常关断的不会出现漏电现象的栅极电压。

技术实现要素：

针对上述难点，本发明提出一种针对开关型的Dickson电荷泵的栅极驱动电路。本发明不需要额外的电源电压，而是通过电荷泵自身的输出电压V_cp来实现供电，该供电电压可以有效地提供电荷泵各级栅极所需的驱动电压，实现每级开关器件在工作周期内正确的开启和关断。

本发明的技术方案如下：

一种用于电荷泵的栅极驱动电路，包括第一PMOS管MA1、第二PMOS管MA2、第三PMOS管MA3、第四PMOS管MA4、第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6、第三NMOS管MA7、第一三极管QA1、第二三极管QA2、第一电容CA1、第二电容CA2、第三电容CA3、第四电容CA4、第一反相器INV1、第二反相器INV2和电流源I_b；

第一三极管QA1和第二三极管QA2采用二极管连接形式，其基极和集电极互连并连接供电电压V_CP；

电流源I_b为由第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7构成的电流镜提供电流偏置，第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7的宽长比为1:1:1，电流源I_b连接第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7的栅极以及第三NMOS管MA7的漏极；第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7的源极接地；

第二NMOS管MA6的漏极连接第四PMOS管MA4的栅极和漏极以及第三PMOS管MA3的栅极，第一NMOS管MA5的漏极连接第二PMOS管MA2的栅极和漏极以及第一PMOS管MA1的栅极；第三PMOS管MA3和第四PMOS管MA4的源极相连并连接第一三极管QA1的发射极，第一PMOS管MA1和第二PMOS管MA2的源极相连并连接第二三极管QA2的发射极；

第一电容CA1接在第一PMOS管MA1的漏极和第二反相器INV2的输出端之间，第二电容CA2接在第二PMOS管MA2的漏极和第二反相器INV2的输入端之间，第三电容CA3接在第三PMOS管MA3的漏极和第一反相器INV1的输出端之间，第四电容CA4接在第四PMOS管MA4的漏极和第一反相器INV1的输入出端之间；第一反相器INV1的输入端接时钟信号CLK，第二反相器INV2的输入端接反向时钟信号CLKB。

具体的，所述栅极驱动电路适用于开关型电荷泵。

具体的，所述第一PMOS管MA1的漏极输出第一供电电压V1，所述第三PMOS管MA3的漏极输出第二供电电压V2，分别连接所用于的电荷泵PMOS管的栅极，提供电荷泵各级栅极所需的驱动电压。

具体的，所述供电电压V_CP为所用于的电荷泵的输出电压。

本发明的有益效果为：通过电荷泵自身的输出电压V_cp来实现供电，不需要额外的电源电压；本发明产生的供电电压可以有效地提供所适用的电荷泵各级栅极所需的驱动电压，实现每级开关器件在工作周期内正确的开启和关断，降低了电荷泵在每级倍增过程中的电压损耗，提高转换效率；引入第二电容CA2和第四电容CA4，降低了栅极驱动电路自身的功耗。

附图说明

图1为本发明适用的电荷泵的适用情况说明图。

图2为传统的Dickson电荷泵结构示意图。

图3为本发明适用的典型的开关型Dickson电荷泵结构示意图。

图4为本发明提供的一种用于电荷泵的栅极驱动电路原理图。

图5为本发明提供的一种用于电荷泵的栅极驱动电路的时序图。

具体实施方式

下面结合附图，详细描述本发明的技术方案：

本发明使用PMOS开关管来代替传统的二极管连接方式的MOS管，以达到减小倍增过程中电压损耗的问题。图3为典型的开关型电荷泵，有2个开关型PMOS，其栅极电压分别是V1和V2。为实现高效的电压倍增，需提供准确的栅极驱动信号，保证各级MOS管严格的开启和关断。

下面为图3所示的2倍电荷泵的工作原理：

输入信号是VIN，CLK以及各个开关管的栅极驱动信号。在一些实施例中，输入信号VIN为5V，CLK是时钟信号，由振荡器产生，假设时钟的高电位为5V，低电位为0。

输入信号为5V，M1管栅极电压V1为低，M1管打开，CLK为低，输入给电容C1充电，此时M2管栅极电压V2为高，将M2关闭。当CLK跳高时，电容C1正极板的电压被抬升到10V左右，此时M1管的栅极电压为高，M2管的栅极电压为低，M1管关闭，M2管打开，电容C2充电。要使此时的M1管关闭，那么M1管栅极电压V1的电压要接近于10V左右。要使M2管关闭，则M2管栅极电压V2的电压需要10V左右。

根据以上关于图3的2倍电荷泵的电路原理分析，我们所需要获得的2个栅极最大电压分别为10V和10V。而为了两个开关管能够正常开启，M1管栅极电压V1的栅极电压要低于5V-|V_thp|，其中V_thp是PMOS管的阈值电压，而M2管栅极电压V2的最低电压要低于10-|V_thp|。

本发明提供的用于图3所示电荷泵的栅驱动电路如图4所示。

包括第一PMOS管MA1、第二PMOS管MA2、第三PMOS管MA3、第四PMOS管MA4、第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6、第三NMOS管MA7、第一三极管QA1、第二三极管QA2、第一电容CA1、第二电容CA2、第三电容CA3、第四电容CA4、第一反相器INV1、第二反相器INV2和电流源I_b；

第一三极管QA1和第二三极管QA2采用二极管连接形式，其基极和集电极互连并连接供电电压V_CP；

电流源I_b为由第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7构成的电流镜提供电流偏置，第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7的宽长比为1:1:1，电流源I_b连接第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7的栅极以及第三NMOS管MA7的漏极；第一NMOS管MA5、第二NMOS管MA6和第三NMOS管MA7的源极接地；

第二NMOS管MA6的漏极连接第四PMOS管MA4的栅极和漏极以及第三PMOS管MA3的栅极，第一NMOS管MA5的漏极连接第二PMOS管MA2的栅极和漏极以及第一PMOS管MA1的栅极；第三PMOS管MA3和第四PMOS管MA4的源极相连并连接第一三极管QA1的发射极，第一PMOS管MA1和第二PMOS管MA2的源极相连并连接第二三极管QA2的发射极；

第一电容CA1接在第一PMOS管MA1的漏极和第二反相器INV2的输出端之间，第二电容CA2接在第二PMOS管MA2的漏极和第二反相器INV2的输入端之间，第三电容CA3接在第三PMOS管MA3的漏极和第一反相器INV1的输出端之间，第四电容CA4接在第四PMOS管MA4的漏极和第一反相器INV1的输入出端之间；第一反相器INV1的输入端接时钟信号CLK，第二反相器INV2的输入端接反向时钟信号CLKB。

因为电荷泵输出约为10V，而栅极驱动的最高电压也是10V左右，所以可以使用电荷泵的输出V_CP来作为栅极驱动电路的供电电压。

反相器INV1和INV2的电源为5V。CLK为时钟信号，CLKB是与CLK相反的时钟信号，最高电压为5V。

当时钟信号CLK为低时，反相器INV1的输出电压V4为高，第三电容CA3将第三PMOS管MA3的漏极电压V2抬升到V4+V_CA3，导致第三PMOS管MA3进入线性区，V2＝V_CP-V_be，V_be为第一二极管QA1的BE结电压，此时，CLKB为高，第二电容CA2将该电容正极板上的电压抬升到一个很高的值，第二PMOS管MA2和第一PMOS管MA1由此被关闭，第一PMOS管MA1的漏极电压V1维持在V_CA1；当时钟信号CLK为高时，反相器INV1的输出电压V4点电压为低，第四电容CA4将该电容的正极板电压抬高到一个很高的值，第三PMOS管MA3和第四PMOS管MA4被关闭，第三PMOS管MA3的漏极电压V2维持在V_CA3，此时，CLKB为低，反相器INV2的输出电压V3为高，第一PMOS管MA1的漏极电压V1被抬升到V3+V_CA1，导致第一PMOS管MA1进入线性区，V1＝V_CP-V_be。

上述所描述的情况是最终稳定状态的电压变化状况。实际电容上的电压是每个周期递增的过程。由于电路到达稳态的限制，第一PMOS管MA1的漏极电压V1的最低电压最终只能达到5V-|V_thp|，而第三PMOS管MA3的漏极电压V2的电压最终受到每个周期偏置电流给电容CA3充电的限制。

第二电容CA2和第四CA4的作用主要有两个。第一个是在时钟信号CLK为高时，第四电容CA4正极板的电压可以被抬升到使第三PMOS管MA3和第四PMOS管MA4关闭的地步，那么驱动电路的左半部分不会产生功耗；同理，在CLKB为高时，第二电容CA2也有相同的作用。第二个作用是当第三PMOS管MA3和第四PMOS管MA4关闭后，第三PMOS管MA3的漏极电压V2的电压将会维持在一个稳定的低电平，而不是一个被第三PMOS管MA3的漏级电流充电的缓慢抬升的斜坡状电平；同理，第二电容CA2也具有类似的作用。

整理图4中V2，V1和CLK，CLKB的时序：如果CLK为高，V1，V3为高，V2，V4为低；如果CLK为低，V1，V3为低，V2，V4为高。对应于图3的2倍电荷泵的电压分别是：第一PMOS管MA1的漏极电压V1对应M1管的栅极电压，第三PMOS管MA3的漏极电压V2对应M2管的栅极电压。驱动电路仿真图如图5。

综上，本发明针对开关型Dickson电荷泵，提出一种精确的栅极驱动电路，实现各级开关MOS管在正常的开关周期内完全的打开和关闭，极大的降低了电荷泵在每级倍增过程中的电压损耗，提高转换效率。该栅极驱动电路利用自身电荷泵的输出电压作为电源电压，避免了额外电源的引入。同时引入第二电容CA2和第四电容CA4，很好地降低栅极驱动电路自身的功耗。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。