本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种恒流输出的pfc变换器。
背景技术：
传统的恒流源是两级结构，由输入级和输出级构成，前级为功率因数校正电路，后级电路保证恒流输出，这种两级结构的电路不仅成本高，体积大，而且效率低，可靠性差。
技术实现要素：
本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种恒流输出的pfc变换器。
本发明电路中具体包括交流输入电源vin、整流桥电路、第一电感、开关管、续流二极管、第一电容、滤波电容、滤波电感、第二电感和负载。
本发明电路具体的连接方式为：所述的交流输入电源vin与整流桥电路的输入端连接。整流桥电路输出端的一端与第一电感一端连接。第一电感的另外一端与开关管的漏极和电容的一端连接。电容的另一端与续流二极管的阳极、负载的一端和滤波电容的一端连接。负载的另一端与滤波电感的一端连接。滤波电感的另一端与滤波电容的另一端、第二电感的一端连接。第二电感的另一端与续流二极管的阴极、开关管的源极和整流桥电路输出端的另一端连接。
与现有技术相比，本发明电路具有的优势为：
相比于传统的两级结构的恒流源，本发明电路结构简单，只用了一个开关管，易于控制，有效的降低了系统的成本和体积，并且可靠性高于两级结构。
附图说明
图1a、图1b分别为一种恒流输出的pfc变换器结构图及控制框图。
图2a～图2d为输入电压正负半周内电路模态图。
具体实施方式
为进一步阐述本发明的内容和特点，以下结合附图对本发明的具体实施方案进行具体说明。
本实例的基本拓扑结构和控制框图如图1a所示，一种恒流输出的pfc变换器，其特征在于包括交流输入电源vin、整流桥电路、第一电感l1、开关管s、续流二极管vd1、第一电容c1、滤波电容cf、滤波电感lf、第二电感l2和负载。交流输入电源vin与整流桥电路的输入端连接；整流桥电路输出端的一端与第一电感l1一端连接；第一电感l1的另外一端与开关管s的漏极和电容c1的一端连接；电容c1的另一端与续流二极管vd1的阳极、负载的一端和滤波电容cf的一端连接；负载的另一端与滤波电感lf的一端连接；滤波电感lf的另一端与滤波电容cf的另一端、第二电感l2的一端连接；第二电感l2的另一端与续流二极管vd1的阴极、开关管s的源极和整流桥电路输出端的另一端连接。
为了分析方便，电路结构中的器件均视为理想器件。
(1)在输入电压的正半周，第一二极管导通，开关管s的驱动电压vg从低电平变为高电平，开关管s导通，电路在此阶段的模态图如图2a所示，交流输入电源vin给第一电感l1充电，同时第一电容c1通过开关管s给第二电感l2充电和负载供电。开关管s的驱动电压vg从高电平变为低电平时，开关管s关断，电路在此阶段的模态图如图2b所示，续流二极管vd1导通，交流输入电源vin和第一电感l1一起给第一电容c1充电，第二电感l2给负载供电。
(2)在输入电压的负半周，整流桥电路中的vd3和vd4导通，开关管s的驱动电压vg从低电平变为高电平，开关管s导通，电路在此阶段的模态图如图2c所示，交流输入电源vin给第一电感l1充电，同时第一电容c1通过开关管s给第二电感l2充电和负载供电。开关管s的驱动电压vg从高电平变为低电平时，开关管s关断，电路在此阶段的模态图如图2b所示，续流二极管vd1导通，交流输入电压vin和第一电感l1一起给第一电容c1充电，第二电感l2给负载供电。
(3)为了减小第二电感l2的体积，加入lc滤波电路，滤除高频电流纹波从而在负载上可以得到恒定的直流电流。
(4)本实施例电路输出电流与输入电压的关系
由电感的伏秒平衡原理，第一电感l1在开关导通时两端电压为vin，第一电感l1在开关关断时两端电压为vc1-vin，d为占空比，由此可得式(1)和(2)。
vind＝(vc1-vin)(1-d)(1)
经过滤波后负载上的电流恒定，认为负载上的电压恒定为vo，第二电感l2在开关导通时两端电压为vc1-vo，第二电感l2在开关导通时两端电压为vo，由此可得式(3)～(5)。
vo＝ior(3)
(vc1-vo)d＝vo(1-d)(4)
由式(2)和(5)可得负载上的电流大小为
在输入电压和负载固定的情况下，由式(6)可知调整占空比d大小即可调节输出电流大小。
(5)作为一种应用实例，如图1b，控制电路采用双环结构，第二电感l2上的电流il2作为外环，第一电感l1上的电流il1作为内环，采样电流il2后，与参考电流iref相比较后(ks为比例系数)，偏差量送入外环控制器，得到的信号与整流桥后输入电压的检测信号相乘得到第一电感电流基准信号，与第一电感电流采样值(kf为比例系数)相比较送入内环控制器，与载波信号比较后，改变pwm波的占空比，实现功率因数校正与恒流输出功能。