多路输出任意波形功率信号源的制作方法

本实用新型涉及逆变电源设计领域，具体来说就是带有动态电源，可以输出任意波形并且进行功率放大的信号源，并具有调幅调频的功能。

背景技术：

传统的信号源都是采用模拟信号发生器通过模拟功放生产功率信号，通过rlc振荡电路产生单一的模拟信号发生电路，对不同波形信号必须配有相应的rlc振荡电路，信号源的体积过大不便于携带。并且受元器件的限制，其精度差、温漂大、稳定性差，同时参数更改需要靠元器件的更改来完成十分繁琐，模拟功放的效率低，最大不超过50％，随着输出功率的增加损耗也越来越大，发热严重，需要配巨大笨重的散热器，可靠性也随之降低，但是目前随着新能源和电力电子技术的发展，对信号源的要求却越来越高，例如，用于测试继电保护装置性的信号源，需要信号源可以模拟电网线路中出现不同故障时所产生的波形，因此对信号源的功能要求是，可以实现对任意波形进行功率放大、调幅、调频，配合起来实现对各种故障信号的模拟，并且在实现上述功能时，减少波形畸变，降低thd。

技术实现要素：

本实用新型的目的是提供一种多路输出任意波形功率信号源，所设计的功率信号源在实现对不同波形进行功率放大的同时提高了系统整体的效率。

用于实现上述目的的技术方案是：一种多路输出任意波形功率信号源，其特征是包括控制器、直流输入、dc/dc升压电路、全桥逆变电路、lc滤波电路、误差运算电路、比较电路、驱动电路，控制器提供信号源所需要的各种基准信号；

主控制器产生三种不同的交流基准信号、载波信号、两路互补的开关信号，以及和三种交流基准波形峰值大小相等的直流基准信号，并且具有调节基准波形信号频率、幅值的功能；

36v蓄电池作为直流输入分别给设计参数相同的dc/dc升压电路进行升压，提供后级全桥逆变电路所需要的母线电压；

dc-dc升压电路，为三路全桥逆变电路提供母线电压；

主控制器产生的直流基准信号分别送入dc/dc升压电路，dc/dc升压电路通过改变占空比，调节全桥逆变电路所需要的母线电压；主控制器产生的交流基准信号分别送入误差运算电路，与lc滤波电路输出电压采样出来的交流信号进行误差运算，输出一个与采样信号和基准信号相同的误差信号，再将输出的误差信号与主控制器产生的载波信号送入比较电路进行比较，形成单极性spwm调制方式；

使用运算放大器lm358与电阻、电容组成pid控制电路，用来处理误差信号，并对产生的误差信号与载波信号经过比较器进行比较产生脉宽不同的pwm控制信号，经过驱动电路自举后控制mos管的开关状态。

其中三种不同的交流基准信号，均由主控制器产生，多路信号同步输出，减少同步误差与相位误差。

其中三种交流基准信号和两路互补的开关信号频率相同，均受频率开关控制。

其中全桥逆变电路的交流基准幅值与dc/dc升压电路的直流基准电压呈线性关系，根据基准交流信号幅值来调节dc/dc升压电路的直流基准，使得直流基准电压始终比交流信号的幅值电压高10％，从而实现母线电压始终比输出电压幅值高10％，实现母线电压对输出电压幅值的跟踪，来满足输出电压所需要的母线电压，并减少能量损耗，提升系统效率。

其中驱动电路，比较电路，误差运算电路均选用模拟电路进行搭建。

全桥逆变电路的单极性spwm调制方式以及控制方法如下：

根据状态平均法计算出单极性spwm调制的全桥逆变电路的传递函数，并根据传递函数计算合适的pid参数进行校正，将输出电压采样信号与交流基准信号相减，其校正后的误差信号与载波信号经过比较电路进行比较，可以得到一路单极性spwm波，对此spwm波进行反相，可以得到两路互补的单极性spwm波，经过驱动电路后控制全桥逆变电路的高频桥臂，全桥逆变电路的低频桥臂由主控制器产生的两路互补的开关信号经过驱动电路后进行控制，形成单极性spwm调制方式。

与已有技术相比，本实用新型的优点是：(1)减少了在数字电路中对输出电压的峰值检测，提高输出波形的精确度；(2)母线电压的提供采用动态电源的方式，减少能量损耗，提高系统效率；(3)增加模拟电路，整体系统更加稳定，减少软件编程工作量容易实现。(4)多路基准信号均由同一信号源产生，减少同步误差。

附图说明

图1(a)是主控制器功能图。

图1(b)是系统结构图。

图2是用boost变换器拓扑的动态电源原理图。

图3是产生单极性spwm信号电路图。

图4(a)是电压幅值110v频率1khz的正弦波输出波形。

图4(b)是电压幅值110v频率1khz的正弦波输出波形fft分析。

图5(a)是电压幅值120v频率1khz的三角波输出波形。

图5(b)是电压幅值120v频率1khz的三角波输出波形fft分析。

图5(c)是标准三角波fft分析。

图6(a)是电压幅值120v频率50hz的矩形波波输出波形。

图6(b)是电压幅值120v频率50hz的矩形波输出波形fft分析。

图6(c)是标准矩形波fft分析

具体实施方式

如图1(a)所示，主控制器应用dds原理产生交流基准波形信号、系统中所需要的直流基准信号、载波信号以及开关信号，并且可以对不同的基准波形进行调幅调频，从而改变功率放大后波形的幅值与频率。主控制器在整个系统中作为一个基准信号源使用。

主控制器产生正弦波基准信号a、三角波基准信号b、矩形波基准信号c、载波信号d、两路互补的开关信号e，以及和三种基准波形峰值大小相等的直流基准信号a、b、c，并且可以调节基准波形信号频率、幅值的功能，三种交流基准信号和两路互补的开关信号频率相同，均受频率开关控制。

如图1(a)所示的主控制器的功能要求如下：

a为频率在10hz-1khz中可调，幅值在1v-2v之间可调的正弦基准信号。

b为频率在10hz-1khz中可调，幅值在1v-2v之间可调的三角基准信号。

c为频率在10hz-1khz中可调，幅值在1v-2v之间可调的方波基准信号。

d为频率为50khz，幅值为3v的三角载波信号。

e为频率在10hz-1khz中可调的，幅值为3.3v两路互补的开关信号，死区时间为300ns。

a为电压与正弦基准信号峰值相同的直流基准。

b为电压与三角基准信号峰值相同的直流基准。

c为电压与方波基准信号峰值相同的直流基准。

频率调节为控制信号a、b、c、d频率的开关，且信号a、b、c、d的频率一致。

a幅值调节为控制信号a的幅值在可调范围内调节的开关。

b幅值调节为控制信号b的幅值在可调范围内调节的开关。

c幅值调节为控制信号c的幅值在可调范围内调节的开关。

将主控制器输出所标注出的各种信号，对应输入在如图1(b)所示的系统结构图中。

如图1(b)所示，整个系统分为三个子系统对不同波形信号进行功率放大。36v蓄电池作为直流输入分为三路分别给三个设计参数相同的boost电路进行升压，提供后级全桥逆变电路所需要的母线电压。dc/dc电路结构如图2所示，控制电路的输入基准电压大小与主控制器产生的交流基准信号的幅值有关，从而改变母线电压的大小，实现母线电压对输出电压幅值的跟踪。逆变部分的交流基准幅值vref1与dc/dc升压部分的直流基准电压vref2呈线性关系，使得母线电压vg会始终比输出电压vo的幅值高10％，实现母线电压对输出电压幅值的跟踪。设dc/dc升压电路的采样系数为k2，系统输出电压的采样系数为k1，根据母线电压与输出电压之间的关系vg＝(1+10％)vo，可以推出直流基准电压与交流基准幅值之间的关系如下式：

此处以正弦波功率放大子系统为例，举例说明该公式：

假设本系统设计dc/dc升压部分采样电阻分别为149kω与1kω，即采样系数k2＝1/150，全桥逆变部分采样电阻分别为119kω与1kω，即输出电压的采样系数为k1＝1/120，当需要的正弦波幅值为120v时，母线电压应为132v，此时输出采样电压幅值与交流基准a幅值相等vref1＝1v，根据上述公式可以求出此时母线所需要的直流基准电压vref2为：

当需要调节输出电压幅值大小时，需要改变交流基准幅值大小，使得spwm调制的脉宽发生变化，实现输出电压的升降，再根据公式(1)可知在交流基准幅值改变时，dc/dc升压电路直流基准电压也发生改变，使得控制mos管的pwm波占空比发生变化，从而改变输出的母线电压，实现母线电压对输出电压幅值的跟踪，减少能量损耗，提高系统效率。

由系统框图如图1(a)、图1(b)可知，主控制器产生的直流基准a、b、c分别作用于三路子系统的dc/dc升压部分，升压部分改变占空比，调节母线电压。主控制器产生的交流基准a、b、c分别作用于三路子系统的误差计算部分，和输出电压采样出来的信号进行误差运算，再将输出的误差信号与载波信号d进行比较可以得到一路单极性spwm波，对此spwm波进行反相，可以得到两路互补的单极性spwm波经过驱动电路后控制全桥电路的高频桥臂，全桥电路的低频桥臂由主控制器产生的两路互补的开关信号(与交流基准信号频率一致)经过驱动电路后进行控制，形成单极性spwm调制方式。

使用运算放大器lm358与电阻、电容组成pid控制电路，用来处理误差信号，并对产生的误差信号与载波信号经过比较器进行比较产生脉宽不同的pwm控制信号，经过驱动电路自举后控制mos管的开关状态，减少系统在高频情况下的交流信号峰值采样难度，增加系统输出电压的精确度。

高频桥臂驱动信号的产生此处只对正弦波功率放大举例说明，其他波形信号的高频桥臂驱动信号产生方法相同。单极性spwm调制信号的产生如图3所示，根据状态平均法计算出单极性spwm调制的全桥逆变电路与lc滤波器的传递函数，并根据传递函数计算合适的pid参数进行校正。

根据正弦波信号的性质可知，两个频率相同且两者之间没有相位偏移的正弦信号相减，产生的波形也为正弦波。此时输出电压的采样信号与交流基准a均为正弦波，因此经过误差运算后的误差信号波形依然为正弦波，此时波形为正弦波的误差信号，与载波信号d(波形为三角波)通过比较器lm393组成的比较电路，可以得到单极性spwm调制信号。

图4(a)为在输入为正弦波基准信号的子系统中频率1khz，幅值为110v的正弦波输出波形，图4(b)为图4(a)中的输出波形的fft分析。可以观察到负载电压波形，fft分析结果表明正弦波畸变率不超过0.5％。

图5(a)为在输入为三角波基准信号的子系统中频率1khz，幅值为120v的三角波输出波形，图5(b)为图5(a)中的输出波形的fft分析，图5(c)为标准三角波的fft分析。可以观察到负载电压波形，三角波线性度好，波形左右对称，fft分析结果表明三角波畸变率不超过0.5％。

图6(a)为在输入为矩形波基准信号的子系统中频率50hz，幅值为120v的矩形波输出波形，图6(b)为图6(a)中的输出波形的fft分析，图6(c)为标准矩形波的fft分析。可以观察到负载电压波形，矩形波上升下降时间仅为20ns，fft分析结果表明三角波畸变率不超过1％。

一种多路输出任意波形功率信号源的设计方法，其特征是

1)要实现系统前级的动态电源，首先要通过交流基准信号的幅值计算出直流基准信号电压，使母线电压始终大于输出信号电压幅值一定的百分比；

2)对开环系统中的不同波形信号进行仿真，对逆变电路输出的波形进行fft分析，根据分析产生的频谱确定各个波形的截止频率，从而计算出合适的lc滤波器参数；

3)根据对全桥逆变电路以及lc滤波器建模求出的传递函数关系式，确定误差计算中的pid控制器参数。系统中的驱动电路，比较电路，误差运算电路均选用合适的模拟电路进行搭建，减少了数字电路中的计算过程，使系统的响应速度更快，并增加系统稳定性；

4)本系统中主控制器只产生系统所需要的各种信号，并可以调节信号的频率、幅值等功能，不进行任何运算，所用运算均采用模拟电路部分进行；

5)本系统只是用一个控制器作为信号源使用，信号的产生同时完成，减少了因为不同的硬件结构产生基准信号所造成的不同的时间延迟与相位误差，减小三路信号的同步误差，进一步增加整个系统的精确度。

考虑到计算和控制等因素，选择合适的硬件参数便于检测。

以上所述，仅为本实用新型较佳的具体实施方式，但本实用新型的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本实用新型揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。