一种高带宽多功能并网逆变器的实现方法与流程

本发明涉及一种高带宽多功能并网逆变器的实现方法，属于电能变换装置的直流-交流变换器领域。

背景技术：

分布式发电是目前对以太阳能、风能为代表的可再生能源最主要的开发方式。逆变器作为可再生能源与电网之间的能量交换接口，对于系统的稳定、可靠运行至关重要。由于并网逆变器现多采用数字控制，其引入的1.5拍数控延时会导致采用不同控制方式的逆变器具有特定的稳定区间，进而影响并网逆变器在弱电网下对于宽范围可变电网阻抗的鲁棒性。目前已有的应对方案主要包括减小数字控制延时的影响以及校正逆变器的输出阻抗这两个方面，皆从控制角度入手。

当下新型宽禁带器件得到了长足发展，以碳化硅(sic)、氮化镓(gan)为代表的宽禁带材料器件因具备更小导通电阻、更高开关速度、击穿场强高、热导率高等优点而在实际工程应用中逐步取代普通si器件。已有学者将新器件应用于直流微网，通过储能单元和高带宽功率变换器将等效负载阻抗设定为自适应智能电阻，这一举措可使系统本身在负载点动态地保持稳定性，同时减小系统的尺寸。一般而言，并网逆变器和电网之间的谐振频率通常在数百赫兹至数千赫兹之间。为了在交流场合中也充分利用新型宽禁带器件的高频特性，利用高频并网逆变器的高带宽特性，即在较大范围内对外呈现电阻特性，可对目前相对普遍的低频谐振进行有效阻尼。此外，该高频逆变器还能同时以小型、便携的优势为系统注入功率。

技术实现要素：

为提高弱电网下数字控制并网逆变器的鲁棒性，本发明提出了一种高带宽多功能并网逆变器的实现方法，可同时实现逆变器小型化、谐振抑制、为系统注入功率这三个功能。

本发明为解决其技术问题采用如下技术方案：

一种高带宽多功能并网逆变器的实现方法，其特征在于，

所述高带宽多功能并网逆变器由全桥结构构成，包括四个开关管s1、s2、s3、s4，以及逆变器侧电感l1、网侧电感l2、输出滤波电容c；选取新型宽禁带gan器件代替传统开关器件以获得更高的开关频率，实现其高带宽特性；

所述高带宽并网逆变器多功能的实现方法包括如下步骤：

(1)高带宽并网逆变器采用新型宽禁带gan器件，采用单逆变器侧电感电流反馈控制，为单电流环控制，根据并网电流稳态误差、动态响应、鲁棒性的要求对元件参数l1、l2、c、逆变器侧电感电流反馈系数hi进行设计，实现高带宽并网逆变器的高效率高功率密度；

(2)将此高带宽并网逆变器并联入低频逆变器集群系统，在公共耦合点处并入，所述低频逆变器集群由n个低频并网逆变器并联构成，所述低频并网逆变器的开关器件为普通开关管，谐振频率处于几百赫兹至几千赫兹范围内，高带宽并网逆变器并入后其宽范围的正阻特性对所述低频谐振进行有效阻尼；

(3)将此高带宽并网逆变器并联入低频逆变器集群系统后，为系统注入功率。

本发明的有益效果如下：

1、利用新型宽禁带gan器件可有效减小系统的体积与重量，实现高效率高功率密度，实现并网逆变器的小型化、便携化。

2、有效抑制目前弱电网下的低频谐振，提高弱电网下数字控制并网逆变器的鲁棒性。

3、通过并联入原始低频逆变器集群的连接方式，作为一个并网模块同时实现为系统注入功率，可提升分布式发电系统的输出功率。

附图说明

图1为本发明高带宽多功能并网逆变器的电路拓扑图，其中：vin为输入电压；s1--s4为功率开关管；vinv为逆变桥中点输出电压；l1为逆变器侧电感；il1为逆变器侧电感电流；c为输出滤波电容；ic为滤波电容电流；vc为滤波电容电压；l2为网侧电感；il2为网侧电感电流；vpcc为公共耦合点电压；lg为电网阻抗；vg为电网电压。

图2为本发明高带宽多功能并网逆变器采用单逆变器侧电感电流反馈控制时的系统数学模型，其中：iref(s)为并网电流给定基准信号；gi(s)为电流环比例积分调节器；vm(s)为调制波信号；gd(s)为数字控制引入的1.5拍数控延时；vinv(s)为逆变桥输出电压信号；kpwm为调制波到逆变桥输出电压的传递函数；zl1(s)为逆变器侧电感的阻抗；il1(s)为逆变器侧电感电流信号；zc(s)为输出滤波电容的阻抗；vpcc(s)为公共耦合点电压信号；zl2(s)为网侧电感的阻抗；il2(s)为网侧电感电流(即并网电流)信号；hi为逆变器侧电感电流采样系数。

图3为本发明高带宽多功能并网逆变器的简化数学模型，其中：iref(s)为并网电流给定基准信号；g1(s)为等效传递函数；vpcc(s)为公共耦合点电压信号；g2(s)为等效传递函数；il2(s)为网侧电感电流(即并网电流)信号；hi为逆变器侧电感电流采样系数。

图4为本发明高带宽多功能并网逆变器的等效简化数学模型，其中：iref(s)为并网电流给定基准信号；g1(s)为等效传递函数；vpcc(s)为公共耦合点电压信号；g2(s)为等效传递函数；il2(s)为网侧电感电流(即并网电流)信号；hi为逆变器侧电感电流采样系数；yo(s)为并网逆变器的等效输出导纳。

图5为本发明高带宽多功能并网逆变器的诺顿等效模型，其中：ieq(s)为等效电流源；yo(s)为并网逆变器的等效输出导纳；il2(s)为网侧电感电流(即并网电流)信号；vpcc(s)为公共耦合点电压信号；yg(s)为电网导纳；vg(s)为电网电压信号。

图6为本发明高带宽多功能并网逆变器并入原始低频逆变器集群后的多机并联系统的拓扑示意图，其中：vinj为低频逆变器模块j的输入电压；l1j为低频模块j的逆变器侧电感；il1j为低频模块j的逆变器侧电感电流；cj为低频模块j的输出滤波电容；icj为低频模块j的滤波电容电流；vcj为低频模块j的滤波电容电压；l2j为低频模块j的网侧电感；il2j为低频模块j的网侧电感电流；上述j的取值范围为1,2,…,n。vink为高频逆变器模块k的输入电压；l1k为高频模块k的逆变器侧电感；il1k为高频模块k的逆变器侧电感电流；ck为高频模块k的输出滤波电容；ick为高频模块k的滤波电容电流；vck为高频模块k的滤波电容电压；l2k为高频模块k的网侧电感；il2k为高频模块k的网侧电感电流；s为高频模块并入低频逆变器集群系统的开关；vpcc为公共耦合点电压；lg为电网阻抗；ig为并网电流；vg为电网电压。

图7为本发明高带宽多功能并网逆变器与一个低频逆变器并联的等效输出导纳的相频曲线，其中：横坐标为频率f；纵坐标为相角；fs1为低频逆变器的采样频率；fd为低频逆变器稳定与不稳定区间的分界频率；yo1为低频逆变器的等效输出导纳；yo2为高频逆变器的等效输出导纳；yo1+yo2为低频逆变器与高频逆变器并联后的系统等效输出导纳。

图8(a)为本发明高带宽多功能并网逆变器与一个低频逆变器并联后的仿真波形图，其中：横坐标为时间t；纵坐标为伏特v；vpcc为公共耦合点电压。

图8(b)为本发明高带宽多功能并网逆变器与一个低频逆变器并联后的仿真波形图，其中：横坐标为时间t；纵坐标为安培a；il22为高频逆变器的网侧电感电流。

图8(c)为本发明高带宽多功能并网逆变器与一个低频逆变器并联后的仿真波形图，其中：横坐标为时间t；纵坐标为安培a；ig为并网电流。

具体实施方式

下面结合附图对本发明创造做进一步详细说明。

本发明涉及的高带宽多功能并网逆变器的单相全桥电路拓扑如图1所示，其中四个功率开关管选用新型宽禁带gan器件以获得更高的开关频率，有效减小并网逆变器的体积重量，即实现并网逆变器的小型化、便携化，此为高带宽多功能并网逆变器的功能之一。采用单极倍频spwm控制。采用lcl滤波方式对高频谐波进行更好的滤除并相对减小滤波器的体积。鉴于实际应用时的弱电网背景，在分析时考虑电网阻抗最为恶劣的情况，将其视为纯电感lg。

本发明涉及的高带宽多功能并网逆变器采用单逆变器侧电感电流反馈控制的数学模型如图2所示。通过对图2所示的数学模型进行等效变换后可得图3，其中，等效的传递函数g1(s)、g2(s)的表达式如下所示：

其中：kpwm为调制波到逆变桥输出电压的传递函数，gi(s)为电流环比例积分调节器，gd(s)为数字控制引入的1.5拍数控延时，l1为逆变器侧电感，l2为网侧电感，hi为逆变器侧电感电流采样系数，c为输出滤波电容，s为复频域变量。

根据图3所示的控制框图再次进行等效变换，可得图4，其中虚线框中的内容即为并网逆变器的等效输出导纳yo(s)。根据图4，可建立弱电网下并网逆变器的诺顿等效模型，如图5所示，其中，ieq(s)＝gcs(s)iref(s)，等效为一个电流源，其中：gcs(s)为iref(s)到il2(s)的传递函数，iref(s)为并网电流给定基准信号，il2(s)为网侧电感电流(即并网电流)信号，gcs(s)与yo(s)的表达式如下所示：

根据图5，可得并网电流il2(s)的表达式为

其中：yo(s)为并网逆变器的等效输出导纳，yg(s)为电网导纳，vg(s)为电网电压信号，ieq(s)为等效电流源。

进一步可改写为

其中，

依据线性控制理论可得，在强电网中对逆变器进行合理设计的前提下，只需使得yo(s)/yg(s)满足奈奎斯特稳定判据，即当yo(s)与yg(s)交截时(交截频率为fi)，在fi处相位裕度需满足pm＝180°-[∠yo(fi)-∠yg(fi)]＞0°，其中：∠yo(fi)为交截频率fi处并网逆变器等效输出导纳的相角，∠yg(fi)为交截频率fi处电网导纳的相角，pm为交截频率fi处的相位裕度。因为将yg(s)视为纯电感导纳，故其相角始终为-90°，则在fi处只需满足∠yo(fi)＜90°即可保证弱电网下并网电流il2(s)的稳定，即保证此高带宽并网逆变器的稳定运行。

对于电流环比例积分调节器，在分析大于等于fc的频率段范围时将pi调节器近似为比例调节环节，用kp表示，此时的yo(s)表达式为

将s＝j2πf代入上式中，得到等效输出导纳yo(j2πf)的实部：

其中，

由于式(9)的分母始终大于0，故只需对分子进行判断即可，显然其影响因素来自于数字控制延时的余弦函数cos(3πtsf)。当f≤fs/6时，cos(3πtsf)≥0，re{yo(j2πf)}≥0，并网逆变器对外呈现正阻特性；当f>fs/6时，cos(3πtsf)<0，re{yo(j2πf)}<0，即对外呈现负阻特性。

因此，对于此基于新型宽禁带gan器件的高频并网逆变器，在采用单逆变器侧电感电流反馈控制时，由于数字控制延时的影响，逆变器稳定频率范围为f<fs/6(fs为系统采样频率)。通过对lcl滤波器元件参数以及控制参数的合理设计与配置，可使得逆变器初始谐振频率fr_0(未考虑电网阻抗lg)低于fs/6，故在弱电网下其实际谐振频率fr将进一步减小，进而可保证逆变器良好的稳定性。同时可加入pcc点电压前馈控制以进一步提高并网电流il2的并网功率因数。由于此高带宽并网逆变器的开关频率得到了大幅提升，故相比于目前的低频并网逆变器而言，此高频并网逆变器的稳定区域范围较大，即可在宽范围频率段内呈现正阻特性。

目前并网逆变器和电网之间的谐振频率通常在数百赫兹至数千赫兹之间。新型宽禁带器件的开关频率通常在数百千赫兹及以上，因此对于采用单逆变器侧电感电流反馈控制的高频并网逆变器，其稳定的正阻区域包含了目前的低频谐振区域。这一特性可实现本发明提出的一种高带宽多功能并网逆变器的功能之二。

本发明采用并联的方式将此高带宽并网逆变器与原始低频逆变器集群相连接，并联后的多机系统拓扑如图6所示。后并入的高带宽并网逆变器在利用其正阻特性抑制低频谐振的同时，亦作为一个并网模块为系统注入功率，实现了本发明提出的一种高带宽多功能并网逆变器的功能之三。

此处以弱电网下由低频逆变器1与高频逆变器2两个并网逆变器模块构成的系统为例，对本发明提出的高带宽多功能并网逆变器的实现方法进行验证。低频逆变器1采用网侧电感电流反馈结合电容电流反馈有源阻尼的控制方式，下表为两个并网逆变器模块的主要参数。

表1各逆变器主要参数

图7为两台并网逆变器等效输出导纳的相频曲线。从图中可以看出，在fs1/6至fd区间内低频逆变器的等效输出导纳yo1的相角大于90°，由奈奎斯特稳定判据可知此时其处于不稳定状态。而yo1+yo2的相角却始终位于-90°～90°的稳定范围内，可见高频逆变器的并入使得系统在奈奎斯特频段内(以低频逆变器的奈奎斯特频率fs1/2为基准)都具有稳定性能。

图8为电网阻抗lg＝225μh时系统的仿真波形。(a)图中，低频逆变器在此时的电网阻抗下处于谐振状态，当高频逆变器切入后低频模块的谐振得到了有效抑制，且系统快速恢复稳定。(b)图为高频逆变器的网侧电感电流il22的波形，证明其具有良好的正弦度。(c)图为系统并网电流的波形图，高频模块在0.3s时切入，此时系统的并网电流ig由12.8a的峰值跳变为25.6a，表明此高频模块为系统注入了功率。这三个仿真波形很好得验证了高频逆变器模块自身良好的稳定性，以及具有抑制谐振、为系统注入功率的功能。