一种单极性弱倍频SPWM逆变器控制技术的制作方法

一种单极性弱倍频spwm逆变器控制技术
技术领域
1.本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种单极性弱倍频spwm逆变器控制技术。


背景技术：

2.在逆变电路调制技术中，绝大部分都是pwm或spwm型逆变电路。随着逆变器载波频率的增加，开关器件的损耗也急剧上升。高开关频率spwm逆变器的主要限制之一即为开关器件损耗。
3.针对spwm型逆变器的主要调制技术有：
4.(1)单极性spwm调制：在半个周期内三角载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得的pwm波也只在单个极性范围变化为单极性调制。与双极性spwm调制方法相比，该调制方法谐波分量较少，但主要集中在载波频率附近，对滤波器设计有更高的要求。
5.(2)单极性倍频spwm调制：使两个极性相反的参考正弦波和双向三角形载波交叉来生成电源开关驱动信号。逆变桥的输出电压的脉动频率是逆变器开关元件开关频率的两倍，因此被称为倍频单极正弦波脉宽调制。相对单极性spwm调制，其输出电压的谐波分量得到了有效的控制，使谐波主要集中在两倍的载波频率附近，对滤波器设计要求可以更小。但该调制方法在对应的基波电压峰值处输出的电压波形有最小的关断脉冲，大大增加了开关损耗。


技术实现要素：

6.本发明的目的在于提出一种单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，在保证单极性倍频控制技术现有优势的情况下进一步降低开关器件的损耗。
7.为了实现上述目的，本发明采用的技术方案是:
8.一种单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，在单极性倍频spwm基础上将半周期内的矩形脉冲数由偶数2n减少为奇数2n-1，其具体包括以下步骤：
9.步骤一、根据载波频率与控制芯片主频确定单位正弦表中的点数，点数＝控制芯片主频/载波频率；
10.步骤二、对于左半桥开关管vt1、vt2，采用单极性倍频控制；对于右半桥开关管vt3、vt4，采用单极性弱倍频方式，相比单极性倍频方式在正半周减少一次开通关断，在负半周减少一次关断开通，即右半桥使用的正弦表比左半桥使用的正弦表在最大与最小值点处各减少一个点；
11.步骤三、将控制器输出的控制信号与单位正弦表中的点相乘作为调制信号输出给控制芯片中的pwm模块进行调制，生成pwm信号。
12.进一步地，步骤一中控制芯片主频由所使用的具体控制芯片的型号确定。
13.进一步地，步骤二中左半桥与右半桥的载波极性相反。
14.进一步地，步骤二中减少点的方法是分别将最接近最大与最小值的一个点的值改
为最大与最小值。
15.进一步地，步骤三中控制器输出的控制信号由采用的控制器对应的具体控制算法得到。
16.与现有技术相比，本发明的有益技术效果如下：
17.将半周期内的矩形脉冲数由偶数2n减少为奇数2n-1的单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，在没有额外增加控制复杂程度的基础上，既有效控制了输出电压的谐波分量，使谐波主要集中在两倍的载波频率附近，对滤波器设计要求更小，此外经过实验验证，表明了其降低了开关损耗。因而可以更好的进行热管理设计，减小散热器体积进而减小装置体积和重量，增加设备的运行寿命。
附图说明
18.图1为一实施例单相逆变电路结构图；
19.图2(a)为单相逆变电路采用单极性倍频spwm调制波形图；(b)为单相逆变电路采用单极性弱倍频spwm调制波形图；
20.图3为本发明一实施例单极性弱倍频spwm逆变器仿真电路图；
21.图4为本发明一实施例mosfet损耗计算的仿真模型；
22.图5(a)为单极性弱倍频spwm控制逆变器输出电压fft分析结果；(b)为单极性倍频spwm控制逆变器输出电压fft分析结果。
具体实施方式
23.下面将结合实施例和附图，对本实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
24.实施例：
25.如图1所示，单相逆变电路的主电路拓扑为h桥逆变器结构，逆变器输出经lc滤波电路得到最终的输出电压，接到测试设备。传统的单极性倍频控制方法是：将控制器输出的控制信号与单位正弦表中的点相乘得到调制信号，再将调制信号分别与两组极性相反的载波进行比较得到pwm信号分别打给左右半桥上的开关管。
26.本发明提出的单极性弱倍频spwm逆变器控制技术是在单极性倍频spwm基础上将半周期内的矩形脉冲数由偶数2n减少为奇数2n-1，形成单极性弱倍频spwm控制方法，具体包括以下步骤：
27.步骤一、根据载波频率与控制芯片主频确定单位正弦表中的点数，点数＝控制芯片主频/载波频率；
28.步骤二、对于左半桥开关管vt1、vt2，采用单极性倍频控制；对于右半桥开关管vt3、vt4，采用单极性弱倍频方式相比单极性倍频方式在正半周减少一次开通关断，在负半周减少一次关断开通，即右半桥使用的正弦表比左半桥使用的正弦表在最大与最小值点处各减少一个点；
29.步骤三、将控制器输出的控制信号与单位正弦表中的点相乘作为调制信号输出给控制芯片中的pwm模块进行调制生成pwm信号。
30.此外相关说明如下：
31.步骤一中控制芯片主频由所使用的具体的控制芯片型号确定，一般会在其数据手
册中标明。
32.步骤二中左半桥与右半桥的载波极性相反，用以实现单极性倍频调制。
33.步骤二中减少点的方法是分别将最接近最大与最小值的一个点的值改为最大与最小值，从而达到在正半周减少了一次开通关断，在负半周减少了一次关断开通的目的。
34.步骤三中控制器输出的控制信号由采用的具体控制算法得到，可以是p控制器、pi控制器、pr控制器等等，选取的控制器算法不同仅影响控制器的稳态与动态性能，并不会影响该单极性弱倍频调制方式。
35.对上述实施例在simulink中搭建模型进行仿真验证。利用simulink中fft分析单极性弱倍频和单极性倍频spwm两种情况下的谐波，测试条件为输入直流电压为100v，条制度为调制波幅值/载波幅值即6/7。其分析结果如图5(a)和(b)所示。从图中可以看出，输出基波电压峰值为85.71v。在输出基波电压相同的情况下单极性弱倍频spwm控制方式下的输出电压的thd(71.58％)与单极性倍频spwm控制下的thd(70.95％)基本相等。为了方便开关器件损耗分析计算的通用性和实时性，根据mosfet损耗计算公式搭建了仿真模型。由仿真结果计算的单极性倍频spwm控制方式下mosfet总损耗为2.679w，单极性弱倍频spwm控制方式下mosfet总损耗为2.371w。可以看到单极性弱倍频spwm控制相比单极性倍频spwm可以在基本不增加单相逆变电路输出电压谐波含量的基础上降低开关损耗。
36.以上所述，仅是本发明的简单实施例，并非对本发明作任何限制，凡是不改变本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。


技术特征：
1.一种单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，其特征在于：在单极性倍频spwm基础上将半周期内的矩形脉冲数由偶数2n减少为奇数2n-1，具体包括以下步骤：步骤一、根据载波频率与控制芯片主频确定单位正弦表中的点数，点数＝控制芯片主频/载波频率；步骤二、对于左半桥开关管vt1、vt2，采用单极性倍频控制；对于右半桥开关管vt3、vt4，采用单极性弱倍频方式，相比单极性倍频方式在正半周减少一次开通关断，在负半周减少一次关断开通，即右半桥使用的正弦表比左半桥使用的正弦表在最大与最小值点处各减少一个点；步骤三、将控制器输出的控制信号与单位正弦表中的点相乘作为调制信号输出给控制芯片中的pwm模块进行调制，生成pwm信号。2.如权利要求1所述的单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，其特征在于：步骤一中控制芯片主频由所使用的具体控制芯片的型号确定。3.如权利要求1所述的单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，其特征在于：步骤二中左半桥与右半桥的载波极性相反。4.如权利要求1所述的单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，其特征在于：步骤二中减少点的方法是分别将最接近最大与最小值的一个点的值改为最大与最小值。5.如权利要求1所述的单极性弱倍频spwm逆变器控制技术，其特征在于：步骤三中控制器输出的控制信号由采用的控制器对应的具体控制算法得到。

技术总结
本发明提出了一种单极性弱倍频SPWM逆变器控制技术，在保证单极性倍频控制技术现有优势的情况下进一步降低开关器件的损耗。采用的技术方案是:在单极性倍频SPWM基础上将半周期内的矩形脉冲数由偶数2N减少为奇数2N-1，其具体包括以下步骤：(1)根据载波频率与控制芯片主频确定单位正弦表中的点数，(2)对于左半桥开关管VT1、VT2，采用单极性倍频控制；对于右半桥开关管VT3、VT4，采用单极性弱倍频方式，相比单极性倍频方式在正半周减少一次开通关断，在负半周减少一次关断开通；(3)将控制器输出的控制信号与单位正弦表中的点相乘作为调制信号输出给控制芯片中的PWM模块进行调制，生成PWM信号。PWM信号。PWM信号。


技术研发人员：王舶男 崔金茜 王力 王晶晶 陈桥梁
受保护的技术使用者：龙腾半导体股份有限公司
技术研发日：2022.10.21
技术公布日：2023/1/3