专利名称:包含多个级联的变换器的交流/直流变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及包括AC/DC变换级和DC/DC变换级的AC/DC变换器，该AC/DC变换级包括具有输入滤波器和输入整流电路的双模式输入级，AC/DC变换级还包括具有输入升压扼流圈、升压二极管和大电容器的预稳压器跟踪升压变换器级，所述大电容器能存储基本与输入AC电压成比例的一系列DC电压。
背景技术：
AC/DC变换器已问世多年，并广泛地用于整个电子行业。这些变换器从电力线路或电源获得功率，并产生预定的DC输出(通常是用于工业、通信、计算、医疗和一般应用的电子电路所需的较低电压)。通常，AC/DC变换器包括执行“功率因数校正”(即汲取在很大程度上与输入电压成比例的电流，然后将通常为400V的升高的线电压馈送给在AC输入周期的低电压部分存储能量的电容器)的预稳压器。然后，该电容器将其输出馈送给为所述电路提供所需DC电压的DC/DC变换器。
然而，已知类型的AC/DC变换器存在一些问题。首先，许多变换器在滤除由它们的工作引起的电磁干扰(EMI)时遇到了问题。变换器的每个开关级均产生干扰。现代功率变换器的开关频率通常为20KHz至1MHz或更高，这样的开关会对其他电气器件产生显著干扰。必须通过使用更为合适的开关技术和/或滤波技术来减小这种干扰。这方面的具体困难在于滤除输入升压扼流圈或回扫级(通常在功率因数校正级中使用)中的电流纹波和限制在隔离变压器(处于线路/干线(mains)和由电源供电的电路之间)中生成的共模噪声。各种行业标准和管理标准对功率变换器的EMI性能和安全隔离问题进行了规定，因而，提供符合这些标准的功率变换器是很重要的。
与已知类型的AC/DC变换器相关的其他主要设计问题涉及变换器的效率。具体而言，一个设计难题是如何使功率变换器在输入电压范围较宽时获得最佳效率，其中，取决于所在的国家，输入电压周期的峰值通常在1.414*85V至1.414*265V之间变化。而且，必须将0V和输入电压峰值之间的工作周期的不同点处的效率最大化。通常，设计具有近似固定的大电容器电压值的AC/DC变换器将对优化各个不同线电压处的效率产生不利影响。
在许多情况下，AC/DC变换器必须能工作于双模式，即能承受低线电压(如美国和日本常见的110V标称电压)和高线电压(如欧洲常见的220V至240V标称电压)。已实现具有双模式输入级的AC/DC变换器，由此可以处理低或高的输入线电压，并可通过变换这些电压来为器件提供功率。然而除了上面所列举的问题，这些类型的变换器还存在其他的各种问题。
因此，本发明的一个目的是提供具有双模式输入级的AC/DC变换器，该变换器克服了与已知构造的AC/DC变换器相关的问题中的至少某些问题。
发明内容本发明提供了一种包括AC/DC变换级和DC/DC变换级的AC/DC变换器，该AC/DC变换级包括具有输入滤波器和输入整流电路的双模式输入级，该AC/DC变换级还包括具有输入升压扼流圈、升压二极管和大电容器(该大电容器能存储一系列基本与输入AC电压成比例的DC电压)的预稳压器跟踪升压变换器级，其特征在于，上述DC/DC变换级包括控制器、预稳压器降压变换器级和输出隔离变压器级，且使用来自上述变换器的输出的反馈来控制上述预稳压器降压变换器级。
通过设计这样的变换器，可以提供在不同输入电压的较宽范围内仍具有高效率的变换器。上述跟踪升压变换器将用来在大电容器两端提供基本与输入电压成比例的电压。然后，降压变换器使用大电容器两端的电压为输出隔离变压器提供输入。通过使用来自输出的反馈控制，变换器能够以固定的电压比操作隔离变压器级，且降压变换器可以调整从大电容器接收的电压，以便为隔离变压器提供近似固定的输入电压。而这将导致在整个输入电压范围内具有高效率的控制器。
在本发明的一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中的控制器具有让该变换器在输入电压较高时工作于间断模式和在输入电压较低时主要工作于连续模式的装置。
通过以这种方式来操作上述变换器，上述变换器便可以在整个输入电压范围内以高效率方式运行。在输入电压较低时，与普通AC/DC变换器相比，开关损耗减少了2到4倍，这主要是因为此时变换器以较低的大电容器电压(约200V，这比通常情况下的400V电压低)工作。电压较高时，由于对应于所需功率的输入电流较小，因而导通损耗也较小。电压较高时，主要损耗一般与升压二极管和续流二极管的反向恢复性质相关。如果变换器工作于间断模式，则在主开关接通时，升压二极管和续流二极管通常不导通电流，从而便解决了反向恢复问题，并减小了损耗。电压较低时，变换器主要工作于连续模式。这取决于负载的要求，对特别轻的负载而言，可能不要求变换器工作于连续模式。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，预稳压器跟踪升压变换器级还设有包括辅助电容器的保持扩充电路(hold-up extension circuit)。以这种方式，可以确保变换器在线电压较低且发生功率中断的情况下能提供足够的保持功率。可以在认为必要时将辅助电容器接入电路。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，保持扩充电路还包括为辅助电容器充电的备用电路。或者，该保持扩充电路还包括为辅助电容器充电的单独的升压电路。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，提供了包括电阻性元件的浪涌电流限制电路。通过设置这种器件，可以保护变换器的各部件免受通常在变换器上电时经历的浪涌电流的损害。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，浪涌电流限制电路还包括在启动后用于将电阻性元件旁路的半控旁路电路。由于浪涌电流限制电路的电阻性元件将导致与其相关的损耗，而在正常工作期间，希望实现变换器的最大效率，因而发生这种损耗是人们所不希望的，在这种情况下，将上述元件旁路便显得比较合适。一旦不再需要针对浪涌电流的保护，则可以将电阻性元件旁路，以有效避免与其相关的损耗，而这优化了变换器的工作效率。
在本发明的一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，半控旁路电路还包括连接到输入整流电路的一对半控整流元件。该半控整流元件最好包括半控二极管。通过设置半控二极管，可以将这些二极管配置为当开通这些二极管时，它们实际上在输入端形成了全桥整流器的一部分，这样便短接了在启动时形成全桥整流器的一部分的第二对二极管，也短接了电阻性元件。可以认为，这是一种既简单又易于执行的将电阻性元件旁路的有效方法。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，电阻性元件还包括负温度系数(NTC)的热敏电阻。
在本发明的一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中设有纹波电流滤波电路，该纹波电流滤波电路包括输入升压扼流圈上的、与相互电串联的电感器和电容器串联的附加绕组。可以认为，这是一种特别简单的用于消除输入升压扼流圈上的纹波电流的方法，从而提供了更为高效的变换器。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，隔离变压器用作全占空比隔离级。通过将隔离变压器作为全占空比隔离级，可以减少EMI和改善对变压器的利用。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，隔离变压器还包括绕组集成在印刷电路板(PCB)中的平面变压器。通过使用平面变压器，可以对该隔离变压器进行较好的匹配，并可以消除该变压器中的大多数共模电流，而这一点具有重要的意义。
在本发明的一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器中，其中提供了连接隔离变压器的二次绕组的两端的均衡饱和电抗器。通过设置均衡饱和电抗器，可以限制EMI和减少输出处的振荡，并可以限制输出同步整流器的体二极管中的反向恢复效应。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中设置了由控制器操作的保护电路，该保护电路包括与预稳压的降压变换器级的输出的两端相连的泄能电阻器。通过设置这样的保护电路，可以防止由从变换器的输出至输入的逆功率流引起的瞬时过电压所造成的电容器、变压器元件和开关器件的损坏。泄能电阻器可以提供用于消耗多余功率的途径。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，保护电路还包含开关元件，以允许变换器并行工作，且不存在来自一个或多个其他变换器的逆功率流。以这种方式，可以避免可能对变换器部件造成损坏的逆功率流。
在本发明的一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，大电容器电压适于提供与输入AC电压近似成比例的输出DC电压，且对预稳压器跟踪升压变换器级的输入扼流圈的电感值的选择使得跟踪升压变换器在AC输入线电压较低且DC输出线电压处于较低的200V量级时工作于连续模式，在AC输入线电压较高且DC输出电压处于较高的400V量级时工作于间断模式。输入扼流圈的电感值将影响控制器操作升压变换器的方式。通过选择合适的电感值，控制器可以适当地改变占空比，使得电压较高时变换器以间断模式操作升压变换器。这将有助于消除与升压二极管的反向恢复性质相关的损耗。而且，通过选择合适的电感值，在低电压和高负载的情况下，控制器可以以连续模式操作升压变换器，而不会导致显著的导通损耗。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，为保持电容器选择具有20毫秒保持时间的电容值。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，DC/DC变换级还包括全桥输出级与输出整流元件，该整流元件具有经过尖峰调整的、额定值得到正常降低的整流电压，该整流电压稍大于所述输出电压。
在本发明的一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中，DC/DC变换级包括具有中心抽头的整流器，在经过尖峰调整和正常的额定值降低后，所述整流器的整流电压稍大于所述输出电压的两倍。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中设置了监视变换器的输出的电流感测器件。
在本发明的另一个实施例中，提供了一种AC/DC变换器，其中设置了监视变换器的输出的电压感测器件。
通过阅读以下结合附图的、以举例的方式给出的对本发明的某些实施例的描述，可以更清楚地理解本发明，其中图1示出了根据本发明的AC/DC变换器的电路图；图2是图1中的局部的放大图，它示出了AC/DC变换器的AC/DC变换级；图3是图1中的局部的放大图，它示出了AC/DC变换器的DC/DC变换级；
图4是根据本发明的全占空比变压器级的电路图；图5是根据本发明而使用的变压器的多输出绕组配置的电路图。
具体实施方式参考附图，首先参考图1至图3，其中给出了AC/DC变换器，该变换器一般用附图标记1表示，且该变换器具有包括双模式输入级的AC/DC变换级2和DC/DC变换级3。
现在参考图2，AC/DC变换级2包括向输入EMI滤波器4馈电的输入端子70，EMI滤波器4又向一般用附图标记5表示的整流桥馈电，而整流桥5则向与整流桥5中的整流元件7和8进行组合的负温度系数热敏电阻(NTC)6馈电。这些元件又向输入跟踪升压变换器扼流圈(即具有附加绕组11的输入扼流圈10)馈电，而上述附加绕组则向与开关15的两端相连的片式电感器12和电容器13馈电。设置了升压二极管16，最后，也设置了大电容器17。保持扩充电路20与大电容器17的两端相连，用于为辅助电容器21充电。保持扩充电路20包括保持扩充馈电装置22。
在讨论AC/DC变换器1的其他部分的工作之前，讨论AC/DC变换级2的工作是有利的。大电容器电压17适于提供与输入AC电压近似成比例的输出DC电压，使得当AC线电压较低且DC输出电压处于较低的200V量级时，输入扼流圈的电感即输入扼流圈10工作于连续模式，而当AC输入电压较高且DC输出电压处于较高的400V量级时，输入扼流圈10工作于间断模式。从而，此处的输入电容器(即大电容器17)在线电压(如美国和日本常见的110V)较低时将连续电流馈入输入扼流圈10。因为工作中使用了大电容器电压，也就是说，与常规的功率因数校正的变换器中的通常为400V的电压相比，电容器17的电压通常为200V，因此开关损耗减少了2到4倍。开关损耗的某些分量与大电容器的电压成比例，其他则与大电容器电压的平方成比例，因此，在这种情况下损耗大约减少了2到4倍。在线电压较高时(如欧洲常见的220V至240V)，升压级主要工作于间断模式。在这样的电压下，因为实现要求的功率的输入电流较小，且主要的损耗分量倾向于与升压二极管的反向恢复性质有关，因而此时导通损耗较小。如果变换器工作于间断模式，则升压二极管在主开关接通时通常不导通电流，从而解决了反向恢复问题。当电流停止在升压二极管中流动时，开关器件上的电压通常会发生振荡，这样，便有可能在开关两端的电压将达到“波谷”的时刻接通该开关，从而使该部件中发生的损耗最小。
跟踪升压级的目的是获得双模式方法的全部优点和使用较便宜的部件(尤其是升压二极管)。正如本领域技术人员熟知的，在使用本领域开发的方法时，尤其受到了以下这些方面的限制在线电压较高时滤除增加的纹波电流以及设计后续的DC/DC变换级。另一个更大的困难是获得有效的保持性能-即在通常与失去AC线电压的输入周期对应的时间段内保持稳定的输出电压，且目前的性能要求日益重视这一点。然而，这种要求可能会与限制浪涌电流方面的要求发生冲突。
使用本电路，通过在输入EMI滤波器4和附加绕组11之间使用纹波消除方法解决了滤除增加的纹波电流这一难题。
由于将电容器设置在整流和限压元件之后，因而不必对其提出与直接连接线路两端的电容器(通常称为“X2”电容器)相关的电涌要求。
之所以发生所谓的保持问题，是因为在失去输入电线电压/干线电压的周期内，用于驱动DC负载的能量是由大电容器17提供的，且通常以200V工作于与线电压较低时有关的模式意味着该电容器中的保持能量是电压为400V(该电压近似对应于线电压较高时的工作条件)时所存储能量的四分之一。尽管安装具有比正常情况下更大的电容值的电容器17有可能解决这个问题(例如，在功率电平高达400瓦和使用当前设备的常规的升压功率因数校正级的情况下，这种方案更为实际)，但是，本发明通过设置允许对辅助电容器17进行充电的保持扩充电路20克服了这个问题。通常，在失去输入干线电压/线路电压的时间内，通过接入保持扩充馈电装置22，可以用许多种变换器中设置的备用电路或单独的升压电路来向大电容器提供能量，以将输出DC电压维持在所需电平。这种方法更适于功率电平较高的情况，此时，有理由为保持控制电路支出额外成本。
与传统的功率因数校正电路相比，增大的电容值需要更为先进的浪涌电流限制电路。与本电路一样，在历史上，浪涌电流抑制曾使用NTC热敏电阻，在正常工作条件下，当汲取电流时，这些电阻的值将下降。首先，当处于冷却状态时，这些器件具有高阻值，这限制了通过整流元件对大电容器进行充电的浪涌电流。然而，NTC元件的导通电阻造成了另外的损耗，而这使得效率最大化的目标无法实现。如图所示，在本发明中，通过将NTC器件6与整流桥5中的半控整流元件7、8进行组合克服了这个问题。在接通情况下，这些元件具有与常规元件类似的损耗，因此不会导致更多的损耗。
应当懂得，另一种方案是用半导体器件将NTC元件(如三端双向可控硅开关元件)旁路，然而，这些器件通常具有与材料有关的正向压降，而这导致了损耗。一种方案是使用继电器等机电元件，这些元件存在通常与机电器件相关的可靠性问题，且经常需要消耗功率的控制电路来在正常工作时将继电器维持于“工作”状态，或者，可以在图中所示的位置使用固定的电阻器。但是，使用NTC器件通常使得能采用较小的元件，且在供电不足时和从短暂的干线“停电”恢复时这种方案更为有效。
参考图3，DC/DC变换级3包括通常用附图标记30表示的输入降压变换器级，该输入降压变换器级具有向与电感器33相连的续流二极管32馈电的输入降压驱动FET31，而电感器33又将一般用附图标记35表示的中间电压电平级的信号馈入一对输出电容器36和37，这对输出电容又向一般用附图标记40表示的全占空比级馈电。全占空比级40向一般用附图标记41表示的平面变压器馈电，而后者又向输出整流级44的输出电感器42和43馈电。反馈控制器50将输入降压变换器级30与通过电流传感器51和电压传感器(即FET二极管52)感测的电流和电压输出相连。
使用上述双模式输入级，DC/DC变换级必须将大电容器电压(当前，大多要求该电压处于200V至400V的范围内)处理为大多数负载应用通常所需的固定电平。在这种情况下，与使用常规的变换器方法来转换诸如400V标称电压的近似固定的电平相比，在较宽的电压范围内进行高效率的转换更为复杂。同时，也要求变压器产生的EMI较低。
由控制器50在反馈环中进行控制的输入降压变换器级30测量全占空比隔离级的输出电压。这是通过使用平面变压器41(有利于实现均衡结构)实现的，并且，该方案结合全占空比操作几乎完美地消除了由这些变压器引入的共模电流。在为尖峰效应和正常的额定值降低而对输出整流元件42和43的电压进行调整的同时，也可以将这些电压限制为稍大于输出电压(在全电桥输出级的情况下)，或是将它们限制为稍大于输出电压的两倍(在具有中心抽头的整流器的情况下)。假设可以让该电压与输出电压(通常在相对较窄的范围可调)成比例，如果使用同步整流，则可以从主绕组得到门驱动信号。
本说明书中描述的实施方案允许使用主变压器中的漏电感能量来实现效率很高的零电压开关(zero switching)。与主变压器绕组串联的较小均衡饱和电抗器42和43维持限制EMI所需的均衡、减少输出的振荡和限制输出同步整流器的体二极管中的反向恢复效应。下面描述了该电路的其他工作和设计方面的内容。
在线电压较高时，输入降压变换器级30通常以满载的方式工作于间断模式(即电感器电流间断)。这限制了续流二极管32中的反向恢复效应。应当注意，也可以使用同步整流器。在线电压较低时，将电感器电流33设计为连续的。这限制了导通损耗，且因为施加的电压有所减少，因而实际上减弱了反向恢复效应。
将输入降压变换器级30输出处的电容器36和37的电容值选择为使得全占空比级作为电流馈入级或电压馈入级工作。实际上，此处选择了相对较小的电容值来允许全电桥级进行准电压馈入操作(quasi-voltage fed operation)，在某些负载情况下，这便导致通过将输出整流器两端的电压箝位而更为容易地限制开关时的电压尖峰。
当使用具有中心抽头的输出部分时，将输出绕组进行紧密的耦合-即与二次绕组和一次绕组之间的漏电感相比，这些绕组之间的漏电感最小。
当使用常规的n型FET开关或使用常规的二极管时，输出扼流圈的设置使得输出级的中心抽头连接到正输出端，且电感器处于-ve“脚”。
在该电路中，紧密地控制电容器36和37的中间电容值很重要。当检测到故障情况时，保护电路立即接入泄能电阻器71，同时取消对输入降压变换器级30的高压侧开关元件31的驱动。通过使用开关器件，可以进一步防止逆功率流的产生，并且，通常用开关器件来使变换器以并行方式工作，且不存在从一个或多个其他变换器进入所述变换器的逆功率流。
参考图4，其中示出了根据本发明而使用的一般用附图标记60表示的变压器的一次绕组部分。在该实施例中，克服跟踪升压变换器的缺陷(即它的输出电压可变)的方法是使用降压变换器级和随后的全占空比变压器级。全占空比级最适于提供同步整流器的自驱动控制，这便导致了最短的空载时间(从而最小的损耗)。
对该方法进行的一种扩展是连接另外的输出绕组和同样为自驱动的同步整流器，这样可以提供紧密跟踪主输出的另外的输出电压。可以将这些电压进行相互隔离，或者，可以根据已有的“堆集(stacking)”方法将它们进行组合。如果希望优化这些输出之间的互稳压，则可以使用普通的跟踪或单个铁芯上的输出电感器的绕组，如图4所示。与使用二极管整流器的常规情形相比，这种方法可以实现各输入电压间的远为紧密的跟踪，因而，它对减小纹波和改善互稳压尤其有效。
这种方法本身也非常适于获得分数匝。计算机系统通常需要获得3.3V、5V和12V标称输出电压的其中之一。图5中示出了一种说明性的实施方式。在图5中，仅二次绕组的线匝缠绕两个铁氧体磁心部分(一次绕组仍按常规方式进行实施)。
在本说明书中，将变换器描述为当电压较高时工作于间断模式，而当电压较低时工作于连续模式。但是，应当懂得，尽管控制器在电压较低时可以让变换器工作于连续模式，但是，当变换器上的负载较轻时，并不要求它这样做。在这种情况下，在电压较低时，取决于变换器上的负载的要求，控制器可以工作于连续模式或间断模式。而且，如果变换器上的负载特别重，则在电压较高时，可能要求变换器在周期的某些部分内(如果不是整个周期)工作于连续模式。
在说明书中，应当将术语“包括”及其各种变体和术语“包含”及其各种变体视为可以完全互换使用，且应当对上述术语进行最宽泛的理解，反之亦然。
本发明不限于本文所述的实施例，相反，它可以在结构和细节两方面发生变化。
权利要求
1.一种包括AC/DC变换级(2)和DC/DC变换级(3)的AC/DC变换器(1)，所述AC/DC变换级(2)包括具有输入滤波器(4)和输入整流电路(5)的双模式输入级，所述AC/DC变换级还包括具有输入升压扼流圈(10)、升压二极管(16)和大电容器(17)的预稳压器跟踪升压变换器级，所述大电容器(17)能够存储其上的与所述输入AC电压基本成比例的DC电压，其特征在于，所述DC/DC变换级(3)包括控制器(50)、预稳压器降压变换器级(30)和输出隔离变压器级(41)，且使用来自所述变换器的输出的反馈来控制所述预稳压器降压变换器级(30)。
2.如权利要求
1所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述控制器(50)具有让所述变换器在高输入电压时工作于间断模式和在低输入电压时主要工作于连续模式的装置。
3.如权利要求
1或2所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述预稳压器升压变换器级还设有包括辅助电容器(21)的保持扩充电路(20)。
4.如权利要求
3所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述保持扩充电路(20)还包括为所述辅助电容器(21)充电的备用电路。
5.如权利要求
3所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述保持扩充电路(20)还包括为所述辅助电容器(21)充电的独立的升压电路。
6.如前述权利要求
中的任一项所述的AC/DC变换器(1)，其中设置了包括电阻性元件(6)的浪涌电流限制电路。
7.如权利要求
6所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述浪涌电流抑制电路还包括启动后将所述电阻性元件(6)旁路的半控旁路电路。
8.如权利要求
7所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述半控旁路电路还包括与所述输入整流电路(5)相连的一对半控整流元件(7，8)。
9.如权利要求
8所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述半控整流元件包括半控二极管(7，8)。
10.如权利要求
6至9中的任一项所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述电阻性元件(6)还包括负温度系数(NTC)的热敏电阻。
11.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中设置了纹波电流滤波电路，所述纹波电流滤波电路包括输入升压扼流圈(10)上的附加绕组(11)，该附加绕组(11)与相互电串联的电感器(12)和电容器(13)串联。
12.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述隔离变压器(41)作为全占空比隔离级工作。
13.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述隔离变压器(41)还包括绕组集成在印刷电路板(PCB)中的平面变压器。
14.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中设有连接到所述隔离变压器的二次绕组的各端子的均衡饱和电抗器。
15.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中设有由所述控制器操作的保护电路，该保护电路包括连接所述预稳压降压变换器级(30)的输出的两端的泄能电阻器(53)。
16.如权利要求
15所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述保护电路还包括开关元件(31)，以允许所述变换器并行工作，同时不存在来自一个或多个其他变换器的逆功率流。
17.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述大电容器(17)电压适于提供与所述输入AC电压近似成比例的输出DC电压，且对所述预稳压器跟踪升压变换器级的所述输入扼流圈(10)的电感值的选择使得所述跟踪升压变换器在AC输入线电压较低且DC输出线电压处于较低的200V量级时工作于连续模式，在AC输入线电压较高且DC输出电压处于较高的400V量级时工作于间断模式。
18.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中，为所述电容器(17)选择具有20毫秒量级的保持时间的电容值。
19.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述DC/DC变换级(3)还包括全电桥输出级和输出整流元件，所述整流元件具有经过尖峰调整的、额定值得到正常降低的整流电压，该整流电压稍大于所述输出电压。
20.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述DC/DC变换级(3)包括具有中心抽头的整流器，在经过尖峰调整和正常的额定值降低后，所述整流器的整流电压稍大于所述输出电压的两倍。
21.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中设有用于监视所述变换器的输出的电流感测器件(51)。
22.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中设有用于监视所述变换器的输出的电压感测器件(51)。
23.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，其中，所述全占空比变压器子级用于DC/DC变换级(3)，且所述变压器连接到至少一组附加的输出二次绕组和相关的同步整流器。
24.如任一项前述权利要求
所述的AC/DC变换器(1)，该变换器包括连接到同处于一个铁心上的多个输出二次绕组和相关的同步整流器。
专利摘要
本发明涉及一种AC/DC变换器(1)，该类型的AC/DC变换器具有AC/DC变换级(2)和DC/DC变换级(3)，AC/DC变换级(2)包括输入滤波器级(4)，输入整流器级(5)和跟踪升压变换器级。而该跟踪升压变换器级又包括输入扼流圈(10)、升压二极管(16)和大电容器(17)。大电容器(17)配置成存储基本与变换器的输入电压成比例的DC电压。DC/DC级(3)配置成接收来自大电容器(17)的电压范围，并以可控方式提供所希望的DC输出，而不考虑从大电容器(17)接收的电压。这是通过部件的精心组合和使用输出反馈来控制向DC/DC级中的隔离变压器(41)施加的电压而实现的。
文档编号H02M3/337GK1998126SQ200580018339
公开日2007年7月11日 申请日期2005年4月13日
发明者G·杨 申请人:康默吉技术有限公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan