专利名称:用于产生储存功率波能量的谐波电感器的制作方法
计算机的复杂程度和逻辑速度的日益增长已使得这些装置对于输电线路(电力线路)的扰动极为敏感。线路电压的峰值和噪声所引起的不仅仅是装置本身的损坏，而且还往往会使数据和无法弥补的资料丢失。已作了大量的努力耒研制各种类型的防护措施以便使得计算机的运行免于受到有害的电噪声的干扰。通常所知的此类装置是线路调节器或滤波器。这些装置可以被分成为有源电路和无源电路两种类型。
无源电路实质上是滤波器网络，它可以包括某种形式的浪涌保护器，但它不具有改变输入线路电压正弦波基本形状的元件。另一方面，带有有源电路的线路调节器则包括某种形式的能在极高或极低的线路输入条件下将输出电压保持在合理的限度内的电压调整器。线路调节器中的有源电路从铁磁共振装置到抽头开关，多初级开关，开关方式合成器和能量分配器等。所有这些器件都是为本技术领域：
中的人所熟知的。然而，所有这些器件都利用电路维持或恢复一种近于理想的正弦波，它们的质量不仅仅通过它们的调整响应时间，噪声抑制，效率耒判定，而且还要通过输出正弦波的质量耒判定，也就是说，要有最小的畸变和谐波含量。
通常假定大多数电气设备都是工作于线路电压正弦波的，并且假定只有正弦波才能使运行可靠。然而，这种假定有可能是不正确的;而当这种假定真的不正确时，就将使大量的能量以热的形式浪费在电子设备中，这样还会在部件上引起很大的电应力，从而使这些部件的寿命缩短。
在电子设备设计中采用的惯用方法是根据公共事业公司的某些标准提供一种可靠的安全系数，再另外加上一个安全系数耒考虑出现在建筑物内部布线中的电力损失。典型的输入电压设计参数是取某个平均值的+/-10%。在美国，通常用115V作为平均值，尽管美国的额定电压实际上是120V。然而，美国的标准是120v+6%/-14%，这就产生了115V的平均值。
在所有的电子设备中，特别是在计算机中，实际上是通过电源装置将所有交流电输入都转换成直流电的。不论电路怎样布线，不管是否具有电源变压器，所有的电源装置所采用的峰值整流器都仅仅在输入正弦波处于峰值位置时才通过电流以便将能量充入存储电容和在每个半周峰值时对这些电容进行重复充电。当正弦波一经过每一个峰值时，整流器的二极管就被加上了反向偏压直到正弦波达到下一个半周的峰值时才重新导通。在正弦波峰值之间的间隙时间中，电源将直流电能量从存储电容中取出从而使得这些存储电容上的直流电压在放电时间间隔中缓慢下降。存储电容上的直流电压波形具有充电和放电周期的特征波形，称为“脉动”或“纹波”。
在电子设备中的直流电源设计得能在最坏的条件下，在每个放电周期的末端使它们的调节器电路仍然具有充分的运行安全系数(顺从电压compliance Voltage)。这里所说的最坏条件在美国是指输入线路电压突然变得很低-103伏。这样一耒，由于整流器只在正弦波处于峰值期间运行，所以实际设计的标准不是103 Vrms(均方根值)，而是其等效峰值电压145.6 Vpk(峰值)(103×1.414＝145.6)。
当输入线路电压高于这种低限时，它会使得存储电容器上的直流电压增加从而使直流电源中的顺从电压随之增加，如果电源具有通常的线性通过调节器(Linear Pass r egulator)，这样就会使过量的电压被调节器吸收，同时这种过量的电力转变成热(即被浪费)。最坏的能量损失发生在线路电压处于127V均方根值极高的时候，也就是电压为179.5V峰值的时候。179.5伏比最低限度的需要145.6伏高出了33.9V的峰值，以致相当于浪费了23.3%的能量。
人们现在也许会推断说，因为电子设备使用了峰值整流器，用方波作为功率输入将是有利的。因为矩形波的每半周从开始到结尾都是一平坦的顶部，故矩形波有可能使整流器达到基本上是连续的导通。这样就可以将脉动电压消除，减少电源的顺从应力，大大改进系统的效率。不幸的是，正如前面所指出的是，最低峰值电压(平坦的顶部)将必须是140V左右以便提够足够的顺从电压使电源正常远行。因为将不存在充电和放电的脉动，矩形波峰值能够略低于145.6V的正弦波峰值。然而，矩形波的均方根值等于其峰值，这就是说矩形波的140V峰值也就是140V均方根值。
因为电气设备过去没有被设计为在140V均方根值上运行，所有的磁性部件(诸如变压器，继电器和风扇之类)都将达到饱和状态从而引起运行故障和危险，此外，矩形波的快速上升的波前可能引起高频噪声问题，这是有害的。前段所作的计算和推断表示了先有技术中的技术和人所共知的事实，目前，我们也都是被这样教导的。
现在将说明，存在一种用于电子设备的理想的波形，它可以接近矩形波的优点，使应力及其相应而生的正弦波波峰的能量损失减少到最低程度，不会产生快速上升的波前所引起的噪声问题，并且还能满足额定的线路输入电压的基本的均方根电压要求。这种波(见图8)由基频正弦波(在美国是60赫芝)组成，在这种基频正弦波上叠加了受控的、适当的、同相的三次谐波。这种合成波具有正弦波的外形并在基频波的大约55°到120°之间和235°到305°之间带有一平坦的顶部。
在图9中，说明了基频正弦波(线[201])，它的三次谐波(线[203])和作为结果的合成波(虚线[205])三者之间的详细的关系。波[205]是由被互相叠加起耒的基频波和三次谐波产生的。基频波与三次谐波的振幅比可以进行优选以便使合成波(代数和)具有一平坦的顶部，其具有的平坦性误差在基频波的55°至125°之间和235°至305°之间低于1%。
数学分析表明，含13.8%的三次谐波在每一个180°半周内的55°至125°之间产生的平坦性为+/-0.5%，含13%至14.5%的三次谐波所保持的平坦性为1%。因此，最终的选择要求不是十分高的。
在图9的整个波形中存在一种固有的对称性，所以，对基频波0°至90°之间作的数学分析适合于所有四个象限。表Ⅰ表示，从55°至90°每增加5°的基频波的正弦值以及相应的每增加15°的三次谐波的正弦值。
表Ⅰ
基频正弦波 55°60°65°70°75°80°85°90°正弦等于.8192.8660.9603.9397.9695.9848.9962.1.0000三次谐波 165°180°195°210°225°240°255°270°等于正弦 15°0°-15°-30°-45°-60°-75°-90°等于+.2588.0000-.2588-.5000-.7071-.8660-.9659-1.0000表Ⅱ表示基频正弦波和相应相应振幅的13.8%的三次谐波的代数和。
表Ⅱ55°60°65°70°75°80°85°90°基频波 .8192.8660.9063.9397.9659.9848.9962 1.000三次谐波.0357.0000-.0357-.0690-.0976-.1195-.1333-.138代数和 .8549.8660.8706.8707.8683.8653.8629.8620上述最高值是在70°处，等于0.8707，最低值是在55°处，等于0.8549。
总计相差0.0158＝0.8628+/-0.004＝+/-0.46%。
如果基频波的值选择得通过叠加13.8%的三次谐波则平坦顶部的峰值变得与低线路电压的正弦波的峰值相等，也就是145.6V，这就产生了以下关系基频波-13.8%的基频波＝145.6V峰值基频波 ＝168.9V峰值＝119.4V均方根值三次谐波 ＝119.4V均方根值的13.8%
＝16.48V均方根值因此，基频波必须是119.4V均方根值，而三次谐波是16.48V均方根值。如上所见，这两个数值的代数和产生了一个近于理想的平坦顶部的波形。
合成波的最终均方根值是这两个电压的平方之和的开方Erm S＝E+E＝119.4+16.48＝14.256+271.6＝120.53 Vrm S这种新产生的波形具有峰值与均方根值之间的如此独特的比例关系可使它能提供公用事业电力的真正的额定均方根电压，另一方面它把峰值减少到如此低的水准从而使电子设备中的电源装置将以最大可能的效率运行，而不会产生任何电压应力。即使需要一定数量的电力耒产生这种新的波形，由于所使用的总的最终的输入电力的大大减少和电能的转换，它也将足以减少电子设备中的电力损耗。还应该注意的是，因为整流器的导通周期已增加到70°左右，这种波形的峰值还可能进一步降低，这就减少了脉动电压的谷值，因此也就增加了顺从性安全系数。
本发明的能量转换器提供了一种如同先前所描述的输出波形，这种能量转换器在特定的实施例中使用了一种与增加电感应器周围的磁路的谐波的储能电路结合在一起的电感器，该电感器提供了一种新的和改进了的输出波形。这种电路在储能电路中包括能够提供合成的三次和基频波以给出所希望的输出波的电感器。
因此，本发明的一个目的是提供用于产生使交流电波形转换的能量的一种新的和改进了的电路。
在读下述详细描述和察看附图时，本发明的其它目的和许多优点将变得更加明显，在所有的附图中，相同的参考数字均表示相同的部件，其中图1是本发明的电路实施例的示意图;
图2是供本发明中的电感器使用的磁性叠片的形状的图解式的说明，本图也可以和图1，6和7中的波形转换器结合起耒使用;
图3至图5是图2中所示的磁性叠片的结构和安装的变体的图解式的说明;图6是图1中所示电路的一种可供替换的电路安排的示意图;
图7是图1和图6中所示电路的一种可供替换的电路;
图8是通过此处所描述的电路和电感器所得到的所希望的波形的说明;
图9是带有一个和基频波结合在一起的第三次谐波以提供合成的修改波形的正弦波形的说明;
图10表示在电感器中采用图5中的叠片加以组合的叠片的布置;
图11是在电感器中采用的另一种形式的磁性叠片的说明。
参见图1，交流输入电连接在输入端对[301]和[303]上。输入电可以是通常的电力线上的正弦波，或者是由电池驱动的变频器产生的同样频率的方波。端[303]连接在线[307]上，线[307]表示电路的公共基准线，多半是电力线的中性线，它最终连接到输出端对的输出端[309]上。输入端[301]把交流输入电力通路线[305]连接到通常的电感器[311]上。电感器[311]的另一端将通路线[313]连接到第二输出端[331]上。电容器[315]穿过线[317]和[319]连接在输出线[313]和[307]之间。含有增强谐波的电感器[321]的电路在点[327]和[329]处也被连接在两条输出线之间。电感器[321]包括与图2至图5中磁性叠片的类型和范围绕在一起的线圈[323]，这种叠片是通过象征性的一组线条[325]示意性地表示出来。
参见图2，叠片由一对对薄的匹配的部分“E”[401]和“I”[403]两部分组成。“E”和“I”的总的外形尺寸并非必须但是可以与惯用的变压器的叠片一致，而这一点仅仅限制了本装置的有用电功率的额定值。在匹配点[405]，[407]和[409]处，“E”[401]的三条腿与“I”[403]的边对接，在对接处不存在间隙。接着，可以应用通常制造变压器的对接-接合(butt-joint)或交插堆积的制造技术将这些众多的叠片堆积到任何所希望的高度或厚度以填满匹配的线圈的中心处的孔。
位于匹配的E/I的几何中心线处的是一个被切开的矩形窗[411]，它被加工成这样的形状，使得由上部线[413]和下部线[415]构成一机械的和磁的间隙。左边[417]和右边[419]限定了间隙的宽度，从而也就确定了间隙的宽度和磁路的截面积之间的比例关系。熟悉这方面技术的人都知道为了构成对称的局部间隙，磁性叠片的基本形状不一定要采用E/I的形状。例如，变形的“F”形或带有对称或不对称的腿的双“E”形的任何组合都能具有同样的性能。
图3表示一种与E/I类似的叠片，图2中的单个窗[411]被两个有区别的但有相似形状的窗[517]和[519]所代替。两个圆形的开口的有效宽度的净和确定了间隙的宽度和中心腿[502]的截面积之间的比例关系，与图2的中心腿[402]中的单个窗[411]类似。构件[501]和[503]以先前在图2中描述过的方式紧靠在[505]，[507]和[509]处。
这种中心处的开口，如不被制成方形或矩形，就必须是有可提供所希望的三次谐波的形状和尺寸。然而，这种开口最好是方形或矩形的。
图4还说明了叠片形状[601]的另一种机械形状，那儿的两个矩形切口[621]和[623]位于“T”形叠片部分[603]的中心腿[602]的两边处的几何中心线上。如同图3一样，两个切开的开口的总和确定了间隙宽度和中心腿[602]的截面积之间的比例关系，构件[701]和[703]紧靠在[705]和[709]处。
在理解单个线圈中的局部磁性间隙时，就能明白存在若干种将产生这种性质的机械安排的可能性。然而，在最佳实施例中，所采用的是在中心腿的几何中心上有一个或若干个对称的开口的匹配的和紧靠着的磁性叠片对，该几何中心是与线圈的中心线相垂直的并与磁性叠片表面平行的线。
图5和图10表示在叠片[701]的几何中心线上具有完整的间隙[725]的另一种组合起来的叠片形状[701]和[706]。其基本形状是带有紧靠在[705]和[709]处的叠片构件[701]和[703]的E/T形，此处所选择的形状仅仅是为了强调将产生相同特征的若干种形状。具有叠片全部宽度的间隙的叠片形状[701]也许可以与大量标准的无间隙的变压器叠片[706]结合在一起使用以便确立净间隙与截面积之间的合乎希望的比例关系。为了通过使成组的叠片构造的中心腿处具有三分之一的间隙来获得三次谐波，各个叠片是按照图10中所表示的方法进行安排即每个不带有间隙的叠片[706]都有两个有间隙的叠片[701]与之组合。
现在来参见图1中的电路，输入电源装置把交流电送进输入部分，即线[301]和[303]。输入扼流线圈[311]起到限制电流的缓冲阻抗的作用，该阻抗允许在输出部分，即线[309]和[303]处的输出波具有和输入波形不相同的波形。与增强谐波的电感器[321]平行的电容[315]形成一种按两个频率，即输入电的基波频率和它的三次谐波频率同步振荡的储能网络。三次谐波振荡的产生是由于线圈[323]周围的磁路的独特性能造成的。根据间隙宽度与截面积的比例关系，电容器的数值，线圈的匝数和经适当选择的截面积和间隙高度，该储能电路增强了三次谐波并以预定的振幅振荡。
在无间隙的电感器中，磁通量的密度是截面积、所提供的电压、线圈匝数和所提供的交流电压的频率的函数。如果所有其它的参数都保持不变，则磁通的密度与频率成反比。从而，就三次谐波而言，其磁通密度将是以基波频率振动时的磁通密度的三分之一。
通常电感器中的有完整宽度的间隙使高磁通密度的电感线性化，这是因为它阻止了磁芯的饱和。但是，这种间隙引入漏电感(损耗)，漏电感按指数律地随着间隙空间的增大而增大。漏电感所引起的损耗是随着频率的增加而增大。因此，这种完整宽度的间隙增大了对谐波的抑制以致于这种有完整间隙的电感器与电容器的结合形成了振荡于单一振荡频率的储能电路;而这种对谐波的抑制有助于产生一种近于理想的正弦波。然而，仅采用本发明中的部分间隙的话，在磁路中有一个没有间隙的残留的部分。如果比例适当的话，由于这种残留的路径就能允许并增强三次谐波的磁力线，因为它基本上消除了这个频率(三次谐波)的漏电感。总的磁通密度(将所给定的线路中的其它常数除外)是净均方根电压的函数，同时可以理解的是，如果三次谐波的磁通量增加的话，基波的磁通量必定有等量的减小。因此，就存在一种基波和三次谐波的代数相加，它能导致这两种波和谐的振荡。通过适当选择线路中其它部件的数值，能够控制磁路中的总的磁通密度以获得本发明的电力波形。因为振荡是由输入的交流电激励和维持的，故三次谐波与基频波同相地振荡，也就是说，三次谐波的0°既为基波的0°。同样，基波的180°与三次谐波的180°的位置相重叠。
故可以说，在本电路中存在同步出现的两种运行状态。在第一种状态中，电路是以一种带有未被饱和的铁芯的变压器的状态运行的。在这种状态中，电路运行于基频而不饱和故能维持基波频率。在第二种状态中，铁芯部分地被饱和。发生这种情况，是因为采用了与电容器平行的并且在缓冲阻抗之后的电感器，并且在这个电感器的铁芯上(最好是中心腿)仅仅只有一部分间隙。在这种储能状态中，电路产生谐波(在最佳实施例中，是三次谐波)，这种与基波同步的谐波使正弦波变成所希望的波。
前面已经说明，这种理想的输出波具有13.8%的三次谐波的含量，而这样的比例产生对于额定输入电压来说是基本上是额定的相同的输出电压。因此，增强谐波的电感器[321]能在两个频率上产生同步的和谐的振荡，本电感器所被建议采用的图示符号在图1的方框[321]中是用在[325]处的断开线来加以表示的。
图6表示本发明的增强谐波的电感器，其中线圈绕组被同时使用以形成由[835]和[837]两部分组成的自耦变压器[825]。在采用通常的变压器的阻抗-匹配公式时，被看作是图1中的电容器[315]的电容器[815]的数值降低了总匝数与线圈[837]的匝数的匝数平方比。在本实施例中，交流电输入端[801]和[803]，扼流线圈[811]，输出线[813]，中性线[807]，输出端[831]和[809]以及电感器[821]全部以先前对图1所作的有关描述中的方式运行。
图7说明一种被用于与一种电路结合起来使用的增强谐波的电感器[921]，这种电路中互相分开的输入和输出线圈[923]，[941]和[943]使输入和输出线路之间隔开。与上述基本部件结合在一起的增强谐波的电感器[921]提供了一种波形发生器，该波形发生器产生一种对于电子设备的运行是理想的能量转换波形。除了与波形有关特性外，这种增强谐波的电感器还具有抑制诸如输入畸变和高频无线电干扰噪声和尖峰信号之类的不同频率的特有能力。这一点是储能电路的公知的特性，它能加强对电子设备的保护作用。在本实施例中，交流输入端[901]和[903]，扼流线圈[911]，线[913]和[907]，电容器[915]和输出端[931]和[909]全都以先前对图1所作的有关描述中的方式运行。
因为谐波电感器[921]连同电容器构成了在所有的图1、图6和图7中都有的冲击激励电路(ringing circuit)，它具有被储存起来的、在电容器和谐波电感器之间往复循环的能量。因此，它持有一种储备能量，在输入电短暂中断或减少时该能量可以维持输出电力。这是储能电路的一个公知的特点，一般被称为“维持能量”(Carry-through-energy)，，并是用于重要的电子设备中的防护装置中的另一所希望有的特性。
这种谐波电感器的储能电路具有特有的自调整输出电压的能力。该特性是由输入电抗器(例如图1中的扼流线圈[311])连同部分磁隙(例如图2中的[411])确立的。正如在本技术领域：
中所公知的，磁通感应电感(和随后的输出电压)在高的磁通密度处变为非线性的;只有间隙阻止最终饱和。因此，跨接在线圈上的电压达到一个非常高的非线性极限，在输入电力增加到它的高压极限时，该非线性极限防止了过量的输出电压。电抗器[311]以它本身的磁场的形式缓冲了过量的输入电压(能量)，这种具有被储存的过量的能量，因为它是电抗电流，故这种过量的能量在其后又会以近于零的功率因数返回到输入电源中。因此，输出电压保留在自调整的水准。即便在磁路中有一小区域没有间隙，铁芯也不会在高的输入电力条件下饱和。因为这种自调整是在磁性不饱和时产生的，所以它是以极高的效率产生。这种过量的电力对谐波电感器有一些作用，因为它使三次谐波略有增加，使它在基波的90°和270°的位置处产生一种非常轻微的，但没有什么影响的凹谷。这样就会在均方根输出电压中引起微小的变化，但是实际峰值还是得到很好的调节。这一点是电子设备的最重要的参数。
图2至图5表示在磁性叠片的正好是几何中心线处的(部分)间隙的位置。这样就可从线圈的相对两端交叉式地堆积相同形状的叠片对而间隙仍得到良好的机械匹配。这种组装技术的优点是这种谐波电感器具有一种从机械上来说是如此紧密地被交叠起来的磁芯，从而使该磁性即便是以增加的磁通密度运行时也不可能引起任何可听看见的蜂鸣噪声。这种可听得见的噪声是按照先有技术制得的所有的电感器的共同问题。
还应当明白的是，有可能以有点类似于在常见的铁磁共振调整器中的十字形叠片中所采用的方式把电感器[311]和谐波电感器[321]、[821]或[921]结合在一公共边的特殊形状的叠片上(见图11)。叠片[759]和[760]具有形成大约三分之二的部分间隙的互相毗连的部分[761]和[763]以便在储能电路中提供三次谐波。
权利要求
1.一种将交流电转换成具有所希望的波形的能量转换器，包括用于向所述电路装置提供交流电波形的电路装置，所述电路装置具有使交流电力波形的基频波和三次谐波生成合成的功率输出波形的输出装置，和用于限制到达所述输出装置的交流电力波形的电流和用于向所述输出装置提供缓冲阻抗的电抗器装置。
2.据权利要求
1中所述的能量转换器，其中，所述输出装置包括一个可使输入交流波形的基频波和三次谐波同步成为输出交流波形的储能电路。
3.据权利要求
1中所述的能量转换器，其中，所述输出装置包括一个可以用作变压器的第一状态运行并同步地以用作电感器的第二状态运行的电感装置。
4.据权利要求
1所述的能量转换器，其中，所述输出装置具有带有铁芯叠片和线圈的电感器，和所述叠片具有带有中心腿的三个腿，该中心腿具有部分间隙，该部分间隙确立该间隙与中心腿的截面积之间的面积比例关系以提供所希望的波形输出。
5.据权利要求
4所述的能量转换器，其中，所述的部分间隙是位于叠片的几何中心线上和与线圈的中心线垂直及与叠片的表面平行。
6.据权利要求
1所述的能量转换器，其中，所述输出装置具有带有匹配的和毗连的磁性叠片的线圈，该叠片在中心腿的几何中心上带有一个或多个对称的开口。
7.据权利要求
6所述的能量转换器，其中，所述的几何中心是与线圈的中心线垂直并与叠片的表面平行的一根线，同时，开口具有的宽度大约为沿上述垂线计算的中心腿的宽度的三分之二。
8.据权利要求
7所述的能量转换器，其中，所述的部分间隙包括自中心腿的每个边对准中心矩形开口。
9.据权利要求
7所述的能量转换器，其中，所述的开口包括在中心腿的两边的矩形槽，矩形槽的宽度大约为所述槽的相邻相应端之间的中心腿的三分之一。
10.据权利要求
7所述的能量转换器，其中，所述的部分间隙包括在所述中心腿中的等距离的多个开口，并且所述开口是矩形的。
11.据权利要求
7所述的能量转换器，其中，所述的部分间隙包括在所述中心腿中的等距离的多个开口，并且所述开口具有弯曲的边。
12.据权利要求
7所述的能量转换器，其中，所述的叠片包括“E”和“I”形的匹配部分。
13.据权利要求
4所述的能量转换器，其中，所述的开口包括位于对准中心的腿的每一端处的中心腿的每个边的槽。
14.据权利要求
1所述的能量转换器，其中，所述输出装置具有带有铁芯叠片和线圈的电感器。所述叠片的第一种具有一个对准中心的间隙并且所述叠片的第二种没有间隙。
专利摘要
一种用于产生功率输出波形的能量转换器，波形中含有基频正弦波和受控制的适当的三次谐波以便将正弦波的波峰消去并提供一个振幅有所降低的合乎希望的平坦顶部。同步产生的三次谐波是与一种新的、能在电感器周围磁路中增加三次谐波的电感器配合在一起获得的。
文档编号H01F29/00GK86100045SQ86100045
公开日1986年10月22日 申请日期1986年1月2日
发明者爱德华特·柯伯尔 申请人:爱德华特·柯伯尔导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan