专利名称：控制脉宽调制(pwm)控制的电压型变换器的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及一种用于控制脉宽调制(PWM)控制的电压源型变换器的控制系统，特别涉及一种用微机根据软件程序来对电压源变换器进行PWM控制的装置和方法。
现有技术中的电压源变换器的脉宽调制控制的装置，都是用模拟电路的方法和数字电路的方法，而这些都是人们所熟知的。
例如，现有技术中根据前面一种方法所揭示的脉宽调制控制装置在1986年7月日本Denkishoin公版公司出版的NaohikoKaniyama所写的题为“电子学新潮”(NewDriveElectronics)这本书中有所揭示。根据该书第92页所述的方法，表示电压源变换器的电流指令信号和输出电流间的差别的电压指令信号(调幅信号)在一模拟电路中被与一给定的三角波信号即载波信号相比较，结果产生用于控制脉宽调制控制的电压源变换器所需的脉冲形式。在前述方法的修改形式中，调制波信号和载波信号以数字化形式进行比较。其中，修改形式仍属于第一种方式。
现有技术中根据后一种方法用数字电路控制电压源变换器的脉宽调制控制装置是由三菱电机有限公司1973年12月28日递交的日本专利公开第55-49509号所揭示的，该专利于1980年12月12日公开，所述专利提出了一种方法企图通过交替给两相提供开关控制以增加或减小矩形波输出的脉宽来产生改善的来自电压源变换器的矩形输出。
另外，一种用于控制电流源变换器而取代电压源变换器的方法是由日立有限公司于1986年1月11日递交并于1987年1月20日公开的专利JP-A-62-163577所揭示的。公开的该专利提交了通过把正弦波的瞬时值变换成对应脉宽从脉宽调制控制的电流源变换器产生正弦波输出。另外，1987年1月12日递交的美国专利申请第2283号，其转让者中包括本申请中的几个发明人，该专利揭示了用微机来控制电流源变换器的方法。
在上述相关技术中，对于用软件程序来控制电压源变换器的脉宽调制控制的装置没有给出特别的考虑，仍有许多问题有待解决，例如产生的输出波形足以接近正弦波的能力，以及脉宽控制装置的外形尺寸的减小能力。
更特别地，在用模拟电路的方法的脉宽调制控制装置中，必须要有几个比较器，每个比较器都包括一运算放大器，该需要导致了为调节这些比较器所消耗的许多时间和人力的问题，并且不可避免地要增大电路的尺寸。同时，根据用数字电路的方法的脉宽调制控制装置中，理想正弦波输出的产生是困难的，这是因为二相只能开-关控制。此外，由于控制电路由分立电路元件组成，从简化电路尺寸的观点来看还有许多空间可以利用。
另一方面，尽管上述JP-A-62-163577和美国专利第2283号中所述的方法中脉宽调制信号具有接近于正弦波波形的脉冲模式，这些是令人满意的，控制电路的结构是简单的，但这些方法只适用于电流源变换器，该方法不能直接应用于电压源变换器中。
因此本发明的目的在于提供一种根据软件程序基本完善地控制脉宽调制控制的电压源变换器的方法和装置，它能够满足要求使变换器产生一个脉宽调制输出形式接近正弦波形式，并且控制电路中所用的离散电路元件的数目大大减少。
能够达到上述目的的本发明的控制装置根据下述控制程序产生一个用于控制变换器的开关元件的控制信号(开/关信号)，即当变换器输出的控制指令值决定以后，对应于控制指令值的控制模式从多个预先确定的控制表中选择一控制指令值，这样控制信号所应施加的开关元件和开关元件的控制次序被确定下来。同样，根据控制指令值，调制信号和预定参考值之间的差被对于每相进行计算以决定开关元件的控制定时。在这种情况下，每一个控制模式的单位控制期被分成两半，开关元件的控制定时在对应控制期的各半个部分中决定。接着，所选择的控制模式与所确定的开关元件的控制定时相结合以产生控制信号。
图1是根据本发明的脉宽调制控制的电压源变换器的控制装置的最佳实施例的方框图;
图2，3和4是如图1所示的控制装置的工作流程图;
图5，6，7，8，9和10是说明图1所示的控制装置的时间图;
图11A和11B说明脉宽调制脉冲怎样产生;
图12和图13是说明如图1所示的控制装置的工作过程的流程图;
图14是说明包括用于控制图1所示的开关元件的各种模式的脉冲形式的表;
图15是脉宽调制脉冲的波形的一个例子。
包括本申请的发明人在内的发明者们提出过用前面提到过的JP-A-62-163577所揭示的脉宽调制控制电流源变换器的控制装置来用于控制脉宽调制控制的电压源变换器的控制装置中。揭示上述提议的专利申请是如1987年7月10日递交的62-171026日本专利，但是至今尚未公开，同时，该专利尚未在国外申请过。该在日本申请的专利提出了一种方法，该方法包括检测每相调制波信号的峰值和响应于相位控制指令的预定参考值之间的差;在单位控制期内(该值对应于相应的开关频率)，重复上述步骤以产生用于控制电压源变换器的开关元件所需的脉冲形式。在所述方法中，用一软件程序来执行电压源变换器的控制。但是，由于变换器输出电压的开/关频率不能做到高于开关元件的开/关频率(开关频率)，所以完全降低耦合到变换器上的马达所产生的噪声是较困难的。
在根据本发明的控制装置中，马达产生的噪声通过控制变换器输出电压的开/关动作的频率高于构成变换器开关元件的开关频率来有效地降低，更详细的情况将在下面说明。
图1是说明根据本发明的控制装置的最佳实施例结构的框图。参见附图1，控制装置包括直流电源1，频率指令信号ω＊1的输入端，相位指令信号θ＊的输入端3，和调制系数指令信号γ＊的输入端4。电压源变换器的主开关电路包括几个或者6个晶体管51到56作为半导体开关元件。(在图1中，反相导通二极管没有画出)，电压源变换器通过抗噪交流扼流线圈6连到感应电机7，它是变换器的负载。控制装置进一步包括经由脉宽调制控制脉冲信号线8连到变换器的晶体管51到56的控制用单片微机10。
微机10包括连到输入端2，3和4的用于接收上述控制指令信号的输入端101，内部总线102，存贮各种控制程序和脉宽数据表等的ROM103，用作暂时存贮和寄存器的RAM104，执行算术和逻辑运算的微处理器(ALU)，用于设定或选择给输出口106提供预定脉冲形式所需的控制模式的模式设定寄存器107(控制模式指与被控制的晶体管和控制晶体管次序有关的信息)，设定被选控制模式选通时间的时间设定寄存器108，用于保持寄存在相应寄存器107和108中的选定的控制模式数据和控制模式选通时间数据的组合的保持寄存器109，当每次控制模式数据和控制模式选通时间数据被设定后，用来顺序存贮从保持寄存器109传送而来的数据的，包括多个存贮单元的相关存贮器110，连续产生表示实际时间的输出的定时器111，将存贮在相关存贮器110中的控制定时数据和定时器111的实时输出相比较并当其相等时产生一一致信号的比较器112，以及响应来自比较器112的一致信号的申请，以读出控制模式数据和来自相关存贮器110的一致控制定时数据的组合的执行控制器113。当存贮在相关存贮器110的一个存贮单元中的控制定时数据与定时器111提供的实时数据不一致时，比较器112则把存贮在下一个相关存贮器110的存贮单元中的控制定时数据与定时器111所提供的实时数据相比较。所以，仅当所需控制定时与实际时间相一致时，执行控制器113才能决定它使提供的控制信号，以控制由控制模式数据指定的晶体管。为了响应来自比较器112的一致信号，执行控制器113接收并检查由相关存贮器110提供的控制模式数据并决定控制信号的脉冲上升和下降时间。接着，执行控制器113决定输出口106的6个管脚中的一个管脚，该脚上加有控制信号，并把控制信号通过所选择的输出口106的一个管脚送出到主开关电路5。
图2是通过微机10的输出口106加到主开关电路5的决定控制信号脉冲形式的脉冲形式判定程序流程图，在第一步F1100中，加到微机10的淙肟 01上的频率指令信号ω＊和相位指令信号θ＊被读出，明显地看出读出步F1100当值ω＊和θ＊在微机10中被计算时是不必须的。接着，在步F1200中，频率指令ω＊1在时间△t1的预定期的时间间隔处积分，相位指令θ＊被加到积分结果上以计算复合相位θT(控制目标相位)。接着，在步F1250中，检查目标相位θT值是否在0°到360°的范围内。当检查结果证明目标相位θT的值不在0°到360°范围之内时，将目标相位θT变换成在0°到360°范围之内的值。图3说明了该处理的详细流程情况。首先，在第F1251步中判断目标相位θ的值是否等于或大于360°，当在第F1251步中的判断结果是“是”时，目标相位θT在F1252步中被转换成(θT-360°);另一方面，当在第F1251步中判断结果为“否”时，在第F1253步中进一步判断看θT值是否小于0°，在F1253步中的判断结果为“是”时，在F1254步中θT被转变成(θT+360°)，这样，处理结束。另一方面，当在F1253步中的判断结果为“否”时，θT的变换是不必要的，处理结束。
在本发明中，通过把360°的电力角(相位)分成6个范围，每个60°，以提供6种控制模式。在如图2所示的F1300步中，根据在F1200步中计算的目标相位θT计算出最佳控制模式，即决定了加到晶体管51到56的控制信号的最佳脉冲形式。对应于控制相位的每个具有60°角范围的控制模式被预先决定。例如，对应于各控制相位中的控制模式被以图14所示的表格形式存贮在ROM103中。
在F1300步中的脉冲形式判定情况将结合图4作详细说明。
本发明的实施例中的变换器控制方式是如下情况的，即脉冲形式在每个60°电力角范围内变化，重复包括整个360°电力角的6个控制模式的一周，这样，根据在F1200步中计算得的目标相位θT的值选择6个控制模式M1到M6中的一个，每个包括60°的范围。图4所示的流程图说明了最佳控制模式的选择方式。
这样，当对应于目标相位θT的值的最佳控制模式被选定以后，被控制的开关晶体管和开关控制的顺序就被决定。
下面将说明各控制模式M1到M6的实际工作情况。
在本发明所述的实施例中，每个控制模式被分成前半部分和后半部分，即第1步和第2步，这样晶体管51-56在这些步骤中被开-关控制。通过把每个控制模式分成第1步和第2步并在这些步骤中控制晶体管51到56，变换器输出电压(加到马达上的电压)可以在二倍于晶体管开/关频率(开关频率)的频率下被控制。
图5说明了控制模式M1的工作情况，即当目标相位θ的值在0°到60°电力角范围内时的工作情况。图5说明了加到晶体管51，52和53上的脉冲电平在第1步中从时刻t＝t0开始的各段时间(控制定时)t1，t2，t3后的变化情况，以及加到晶体管54，55，56上的脉冲电平在第二步中从时刻t＝△t1+t0开始的各段时间(控制定时)t4，t5和t6后的变化情况。时间间隔t1，t2，t3，t4，t5和t6的计算方式将在后面讨论。假定t1到t6时间间隔预先确定，如图所示。在这样的情况下，设在负极上的晶体管54，55和56在控制模式M1的第一步中t＝t0时刻处于导通状态，设在正极上的其他晶体管51，52，53在时刻t＝t0时处于截止状态。在t3时间后，在负极上的晶体管56被转换成截止，正极上的晶体管53被转换成导通。同样，在t1时间后，负极上的晶体管54被转换成截止状态，正极上的晶体管51被导通。同样在t2时间，负极上的晶体管55被截止，正极上晶体管52被导通，这样，晶体管51到56被按上述次序导通或截止。
接着，晶体管51和54在t＝△t1+t0开始的t4时间后分别截止和导通，在时间t5后晶体管52和55被分别截止和导通，在t6时间以后，晶体管53和56被分别截止和导通。在控制模式M1中的脉冲形式按上述方法决定，这样晶体管51到56被选择性地导通或截止。但是，时间t1，t2和t3的值根据目标相位θT的刀浠Ｔ谕 中，目标相位θT的值被假设为非常接近于0°，晶体管53，54和55按所示顺序截止。但是，这些晶体管截止的顺序可以改变，这是因为从图11A中可以看出，一相的调制波信号的正电平在电力角为30°的界限处由另一相的调制波信号的电平反相得到。
对应于控制模式M2到M6的脉冲形式的决定情况分别如图6到图10所示。这些控制模式M2到M6与控制模式M1相似，只是晶体管51到56的导通截止的转换顺序与如图5所示的不同，所以这些控制模式的详细说明是不必要的。
参见附图2，根据目标相位θT的值，在时间间隔△t1处，用于改变脉冲形式的定时间隔t1到t3和t4到t6在F1400步中进行测试，并参照存贮在ROM103中的表格。
下面参见附图11A和11B说明F1400步中的处理方式。
对应于变换器交流输出各差120°的三相调制波信号，用Sinθ，Sin(θ- 2/3 π)和Sin(θ- 4/3 π)表示，在本发明的最佳实施例中，预先设定两种预定参考值。即预先设定子第一参考值X。其电平值高于每相调制信号的正峰值电平;和第二参考值Y其电平低于每相调制波信号和负峰值电平，时间t1到t3和t4到t6的间隔长度由根据这些参考值来计算。第一参考值X，第二参考值Y和每相的调制波信号的数据被存贮在ROM103中，算术逻辑单元(ALU)105计算t1到t6的控制定时。
首先，当目标相位θT如图11A给出时，第一参考值X与每相在给定目标相位θT时的调制波信号的瞬时值之间的差被计算以检测各个时间周期t1，t2和t3。
接着，当下一目标相位θT+△θ如图11B给出时，第二参考值Y与每相在给定目标相位θT+△θ时的调制波信号的瞬时值之间的差被计算以检测各个时间周期t4，t5和t6。
这样，给出了图5到图10所示的控制模式中的控制定时t1到t6，以使能够决定在每一控制模式的每一步中的脉冲形式。
如果另外需要调节调制系数γ＊，可以进行进一步的处理，这时，计算好的时间间隔t1到t6被调节后的调制系数r＊相乘。
如图11B所示的目标相位θT+△θ意味着在从图11A所示的目标相位θT产生时开始(第一例子延迟一预定时间常量△t1后(第二例子)所检测到的相位。在目标相位θT+△θ中的值△θ包括频率指令ω＊1的积分分量和相位指令θ＊的变化的分量。同样，上述预定时间常量△t1表示了计算脉冲宽度的时间间隔，当时间间隔△t1非常短时，△θ的值可近似认为△θ＝0。因此，在计算第二参考值Y和每相调制波信号的瞬时值之间的差的情况下，在计算第一参考值X和每相调制波信号的瞬时值之间的差时所用的复合相位θT的值可以直接应用而不会导致其它任何实质问题。在该种情况下，如图5到10所示的每一个控制模式中的脉形式在t＝△t1+t0的两侧是对称的。
控制模式M1中的时间常量t1到t6的计算方式，其中的复合相位θT被包括在0°到60°范围内，如图5所示已参照图11A和11B加以说明了。该情况同样适用于其余控制模式M2到M6，详细说明就是不必要了。
上述的处理决定了两项，即控制模式的数据和控制定时的数据分别存贮在两个寄存器107和108中。
图12是为了在相关存贮器110中存贮上述两项数据，用以控制微机10的输出口106的程序F2000的流程图。
首先，在第2100步中判别控制6个晶体管51到56所需的所有控制模式和控制定时是否全部存贮在相关存贮器110中，当在F2100步中的判别结果为“否”时，在第F2200步中，对应的控制模式被存贮在寄存器107中，对应的控制定时被存贮在寄存器108中。F2100，F2200步一直重复进行直到在F2100步中的判别结果为“是”，此时程序F2000结束。
在图12中，示出了循环流程以说明程序F2000的中心意思。事实上，程序F2000包括了图13中所示的一系列流程。所以，用于设定和执行控制模式的程序F2000将参照图13进一步详细说明。
图13所示的流图对应于图5所示的控制模式M1，其中，复合相位θT的值被包括在0°到60°范围中。如前面已描述过的，图5所示的控制模式M1包括了从时刻t-t0到时刻t＝△t1+t0范围内的控制步骤1，以及从时刻t＝△t1+t0到时刻t＝2△t1+t2范围内的控制步骤2。
首先，在图13所示的F2001步中判断本次处理是指向控制步骤1还是2。根据第F2001步骤中判别的结果和后面的步骤F2006和F2011中给出的指令，控制步骤1和控制模步骤2基本上交替重复。例如，现假定，F2001步中的判别结果为“是”，在该情况下，执行F2002的步骤。设置F2002步为了给迅速导通晶体管54，55，56并迅速截止晶体管51，52，53提供脉冲形式。接着，执行F2003步为了在时间t3后导通晶体管53，截止晶体管56，接着执行第F2004步以在时间t1后导通晶体管51，截止晶体管54。执行F2005步以在时间t2后导通晶体管52并截止晶体管55。接着，在F2006中，指令从时刻t＝△t1+t0开始在下一次处理中，执行控制步骤2。
另一方面，F2001步为“否”，执行F2007以迅速导通晶体管51，52，53并迅速截止晶体管54，55，56。接着，执行F2008以在时间t5以后导通晶体管55并截止晶体管52。接着，在执行F2009步在时间t4后导通晶体管54并截止晶体管51，接着，执行F2010步以在t6时间后导通晶体管56，截止晶体管53。最后，在F2011中，指令指示在下一次处理中执行控制步骤1并且程序F2000结束。
控制模式M1的工作情况已通过例子参照附图13进行了说明。可以看出，在其它控制模式中，在F2002到F2005步和F2007到F2010步中对应的晶体管的导通和截止按照如图14所示的表格变化。因此，与参照图13所作的情况相似的6种处理程序循环执行，按图14所示的各个控制模式变换晶体管。图14所示的表格存贮在微机10的ROM103中。
图15是根据本发明的上述控制方法获得的脉宽调制控制脉冲形式的例子，从图15中可以看出脉冲形式包括改变脉宽度以提供接近于正弦波的波形。
本发明的上述实施例，处理程序包括计算复合相位θT的步骤，根据计算得到的复合相位θT决定晶体管的导通/截止，也是根据相位θT，决定晶体管的开/并定时，最终决定晶体管的导通/截止的组合以及控制这些晶体管的定时。上述处理程序在预定时间常量△t1间隔中顺序重复进行。因此，这样的顺序处理方式较之于现有技术中的比较调制波与载波的方法具有优点，即不仅微处理器不再限于进行单纯的比较，而且变换器由于脉冲形式控制的效果能产生接近于正弦波的波形。
在本发明的上述实施例中，频率指令ω＊1和相位指令θ＊被用来计算复合相位θT这一事实已经考虑到了感应电机的矢量控制。但是，在只需要变换器频率指令ω＊1的情况中，相位指令θ＊不必应用，复合相位可根据下式计算θ＝∑ω＊1△t并不有碍于本发明实质。
此外，如图1所示的单片机10中的可编程I/O的作用被用来执行控制模式设定中的处理和图13所示的程序F2000的执行。然而，当输入输出端口101和106的容量不够或当单片微机10中的可编程I/O作用由于需要(例如，检查端口输出信号)不能被使用时，具有相应作用的外部I/O设备可用来起到上述相似的效果。
前面的说明没有详细涉及定时器中断时间间隔△t1的改变。但是，由于开关元件的表面因素如温度上升而使开关频率必须发生变化的情况下，时间间隔△t1中的任何变化仅通过加一个程序解决，在该程序中，脉宽变化是正比于表面因素的变化的。
在本发明的上述实施例中，变换器的交流输出假定为具有正弦波形，并且根据上述假设，用了具有完全正弦波形的调制波信号。但是，当变换器中的主开关元件需要相对较长的断开时间以防止短路发生的情况时，用具有完全正弦波形的调制波信号不会总是带来最好的结果。
在这样的情况下，通过下述方法修正的正弦波信号可以被用来作调制信号，该法即为例如，把正相性偏置和负极性偏置加到正弦波信号和180°电力角的间断中;或者通过在正弦波形恢复以后从正弦波信号上加上或减去偏置分量而得到修正的正弦波信号。这样，变换器得到的交流输出是一正弦波。
从上述本发明的详细说明中可以理解到，脉宽调制控制的电压源变换器可以按与现有技术中比较调制波和载波的方法截然而同的方法同软件程序加以控制。所以，控制电路可以做得外形更小，同时，可以进一步提高控制电路的操作可靠性和精度。
权利要求
1.一种能产生控制信号用于控制功率脉宽调制控制的电压源变换器中的多个开关元件导通状态的控制装置，所述变换器把直流功率输入转换成多相交流输出。a)响应于所述变换器的交流输出需要值以决定对应于该值的变换器输出相位指令值的装置；b)响应于所述相位指令值以从多个控制模式中选择一个确定多个开关元件的控制顺序的控制模式的控制模式选择装置；c)按响应于相位指令值而选择的控制模式所确定的顺序来控制开关元件的决定控制定时的装置，所述控制定时决定装置包括产生对应于多相交流电的每相的调制波信号的产生装置；设定第一参考值和第二参考值的装置；第一参考值的电平比每相调制波信号的正峰值高一预定值的电平，而第二参考值的电平比每相调制波信号的负峰值电平低；当相位指令值作为所述开关元件的第一控制定时时设定第一参考值和各相调制波信号的瞬时值之间的差的装置；以及在相位指令值和决定相位值的和作为紧接着第一控制定时的第二控制定时的情况下，设定第二参考值和每相调制波信号的瞬时值间的差别的装置。d)根据选择的控制模式和第一第二控制定时的设定情况产生控制开关元件的控制信号的装置，该控制信号产生装置进一步包括能产生表示实际时间输出的定时器装置；当定时器装置的实时输出和第一或第二控制定时设定之间出现一致时，产生一致信号的比较装置；以及响应于所述一致信号按选择的控制模式所规定的次序以便在所述的控制定时，把控制信号提供到被控制的开关元件的输出装置。
2.一种产生控制信号用来控制脉宽调制控制的电压源变换器中的多个开关元件导通状态的方法，上述变换器把直流功率输入变换成多相交流输出。其特征在于该方法包括以下步骤a)决定对应于所述变换器交流输出的已知所需值的变换器输出相位指令值;b)从多个控制模式中选择响应于所述相位指令值的控制模式，该控制模式决定了控制多个开关元件的顺序;c)决定被控制的开关元件的控制定时，所述开关元件按响应于相位指令值所选择的控制模式所规定的顺序，所述控制定时决定步骤包括产生对应于多相交流电的各相的调制波信号，设定第一参考值和第二参考值，所述第一参考值的电平高于每相调制波信号的正峰值电平的一个预定量，第二参考值电平低于每相调制波信号的负峰值电平一个预定值，在相位指令值为开关元件和第一控制定时的情况下设定第一参考值和每相调制信号瞬时值之间的差，以及当相位指令值和预定相位值的和作为紧跟第一定时的第二控制定时的情况下设定第二参考值和调制波信号瞬时值之间的差;d)根据所选择的控制模式和第一第二控制定时设定而产生一控制开关元件的控制信号，所述控制信号产生步进一步包括当实时和第一或第二定时间相一致时产生一致信号，并且响应于所述一致信号相一致，按所选择的控制模式所规定的顺序，在所述控制定时，把控制信号加到被控制的开关元件上。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述第一控制定时和所述第二控制定时被交替设定。
4.如权利要求2所述的方法，其特征在于预定相位值可按下式决定1ω＊1(n+1)dt+θ＊(n+1)-θ＊(n)式中θ＊1(n+1)表示频率指令信号，θ＊(n+1)表示目前的相位指令信号，θ＊(n)表示了前一个相位指令信号。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于用于设定第二控制定时的预定相位值被选择为0。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于所述相位指令值是通过在一个单位时间间隔中对变换器输出所需频率指令值积分得到的值和变换器输出所需相位指令值的和来给出的。
7.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述第一参考值和第二参考值的绝对值被选择成相等。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于所述第一参考值和第二参考值的绝对值被选择成等于对应于所述预定相位值的半个时间期。
9.如权利要求4所述的方法，其特征在于所述选择控制模式的步骤包括参照预先准备好的表格，该表格说明了在第一和第二控制定时阶段被导通截止的开关元件和规定了控制开关元件顺序的几个控制模式间的对应关系。
10.如权利要求4所述的方法，其特征在于在选择控制模式的步骤中，不论何时相位指令值改变60°的电力角，将会选择几个控制模式中的不同的一个。
11.如权利要求5所述的方法，其特征在于所述第二控制时间设定是通过从预定时间期中减去第一控制定时设定来得到的。
12.如权利要求5所述的方法，其特征在于所述相位指令值在二倍于预定时间期的时间间隔内被决定。
13.如权利要求12所述的方法，其特征在于所述相位指令值是通过在预定时间期内对变换器输出的所需频率值进行积分来得到的。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于所述预定时间期是可变的。
15.如权利要求4所述的方法，其特征在于第一第二参考值的绝对值选择成互不相同。
全文摘要
本发明揭示了一种用微机通过软件软件程序来控制脉宽调制控制的电压源型变换器中的开关元件(51～56)的装置和方法。当指示变换器输出的控制指令值确定后，对应于被指令的输出值的控制模式从多个控制模式(M1—M6)中选择，控制模式预先包含在一表中以决定控制信号应施加的开关元件以及控制开关元件的次序。此外，根据控制指令值，对于每相计算调制信号和预定参考值之间的差以决定控制开关元件的定时。
文档编号H02P27/08GK1036110SQ8910066
公开日1989年10月4日 申请日期1989年1月31日 优先权日1988年2月1日
发明者稻田埔美, 中村清, 木村彰, 保定夫, 大内尚之 申请人:株式会社日立制作所, 日立工程株式会社