专利名称：脉宽调制逆变器装置的控制方法及控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及通过脉宽调制控制(下称PWM控制)来控制输出电压的PWM逆变器装置的控制方法及控制装置。
在由PWM逆变器装置驱动交流电动机的情况下，由于PWM逆变器装置的输出电压中包含的高次谐波成分会发生磁吸引力，因而会产生电磁噪声。特别是，在载波频率恒定的情况下，由于同一频率的高次谐波成分连续地施加在交流电动机上，则发生较大的电磁噪声。而且，由于交流电动机具有依赖于构造的多个固有振动频率，则当在输出电压中含有与这些固有振动频率相等的频率的高次谐波成分时，存在着交流电动机本体的振动变大同时电磁噪声的峰值电平增加的问题。
作为为了解决该问题的现有的PWM逆变器装置的控制装置，有例如在日本专利公开公报特开平7-177753号所公开的方案。
图10是表示该控制装置的电路图，在图10中，1是三相逆变器电路，2是电压指令矢量发生装置，3是载波信号发生装置，4是微型计算机，5是开关信号发生装置。
上述三相逆变器电路1由直流电源11、半导体开关Su，Sv，Sw，Su’，Sv’，Sw’、输出端子1u，1v，1w所构成。半导体开关由晶体管等自熄弧型开关元件和与该元件反向并联的二极管(未图示)所构成。电压指令矢量发生装置2由A/D转换器21、存储k/f图形即V/f图形的ROM22、V/F转换器23和计数器24所构成。载波信号发生装置3由石英振荡器31和可逆计数器32所构成。开关信号发生装置5由比较器51～53和“非”电路54～56构成。
下面对在上述控制装置中所使用的电压矢量选择式PWM的原理进行说明。首先，当使三相逆变器电路1中的直流电源11的电压为E时，从输出端子1u，1v，1w所输出的各相(为U、V、W)的电压Vu、Vv、Vw分别取0、E的两值。其中，例如，把Vu＝E、Vv＝0、Vw＝0的开关状态表示为(E00)，把其用E进行标准化的(100)被称为电压矢量。
如上述那样，由于电压Vu、Vv、Vw分别取得0、E的两值，则三相逆变器电路1能够输出的电压矢量成为8个(＝2×2×2)。这样，当图示三相逆变器电路1能够输出的电压矢量时，得到图11。在图11中，正六角形的各顶点是能够输出的电压矢量(001)～(101)。其中，由于(000)和(111)这两个矢量的线电压为零，则称为零电压矢量。
下面，如图12所示的那样，说明电压指令矢量V*处于把两个电压矢量V4[＝(100)]和V6[＝(110)]、零电压矢量V0[＝(000)]或V7[＝(111)]作为顶点的正三角形的内部时的输出电压的控制法。
首先，假设电压指令矢量V*的振幅为k，以ω的频率顺时针旋转。此时，为了使表示交流输出电压的预定时间T的时间平均值的矢量与电压指令矢量V*相一致，则电压指令矢量V*顶端描绘的圆弧轨迹的长度必须与使用上述两个电压矢量和两个零电压矢量而输出的合成矢量描绘的轨迹的长度相等，因此，(1)式的关系成立1/3•t4+1/3•exp(jπ/3)•t6]]>＝k·exp(j θ)·T…(1)其中θ＝ωt。
在(1)式中，t4和t6分别是电压矢量V4和V6的持续时间。为简单起见，在图12中，设从原点到V4、V6的长度为
由于这两个电压矢量V4、V6和两个零电压矢量V0、V7的持续时间的总和等于预定周期T，而得到(2)式t4+t6+t0+t7＝T …(2)在(2)式中，t0和t7是零电压矢量(V0和V7)的持续时间。当从(1)式和(2)式中求出这两个电压矢量V4、V6和两个零电压矢量V0、V7的持续时间时，得到(3)式t4＝T·k·sin(π3-θ)
t6＝T·k·sinθt0+t7＝T·{1-k·sin(π/3+θ)} …(3)这样，当以满足(3)式的持续时间输出电压矢量V4、V6、V0、V7时，得到表示预定期间T的时间平均值的矢量与电压指令矢量V*相一致的输出电压。下面对t0和t7的分配进行说明。
在此，对电压指令矢量V*的相位θ处于0～π/3时的脉宽调制方式进行说明，但是，如果每当相位θ变化π/3，使选择的两个电压矢量(除零电压矢量之外)变化，就能在相位θ处于π/3～2π的范围内同样进行控制。
下面参照图13来对两个电压矢量和两个零电压矢量的选择顺序进行说明。首先，沿着图13所示的箭头，选择两个电压矢量和两个零电压矢量。例如，在电压指令矢量V*的相位θ处于0～π/3的范围内时，在预定期间T之间，以V0→V4→V6→V7的顺序进行电压矢量的选择，在下一个T期间以V7→V6→V4→V0的顺序进行选择。在电压指令矢量V*的相位θ处于0～π/3期间，按照上述选择顺序重复进行，来选择零电压矢量V0、V4、V6和V7。
当电压指令矢量V*的相位θ增加而移到π/3～2π/3的范围时，在预定期间2T期间，以V0→V2→V6→V7→V6→V2→V0的顺序来选择两个电压矢量(V2、V6)和两个零电压矢量(V0、V7)。在电压指令矢量V*的相位θ增加而移到π/3～2π/3的范围之后的那样的顺序下的电压矢量的选择中，除了V4和V2交替之外，其余的电压矢量和零电压矢量的选择顺序不变化。但是，如从图13所看到的那样，在电压指令矢量V*的相位θ＝π/3附近，由于电压矢量V4和V2的持续时间几乎为零，则即使电压指令矢量V*从某个π/3的相位范围移动到另一个相邻的π/3的相位范围，也不会产生输出电压急剧变化的问题。
下面参照图14来对两个零电压矢量V0、V7的持续时间的分配法进行说明。图14(b)表示使图14(a)所示的两个零电压矢量的持续时间的分配在每个预定期间T不同时的输出电压波形。如从该图的最下段所示的线电压波形看到的那样，期间T中的线电压的平均值不变化，但是，相邻的线电压脉冲的间隔变化了。这样，根据使零电压矢量的持续时间的分配随时间而变化，则交流输出电压即输出线电压的高次谐波成分的频率也随时间变化。因此，所以用下式来进行两个零电压矢量V0、V7的持续时间之和τ0＝t0+t7的分配τ0＝τ0·b、t7＝τ0(1-b) …(4)其中，b是从0至1之间的随机数，表示决定与两个零电压矢量V0、V7的持续时间之和相对应的零电压矢量V0的持续时间的比例的时间分配信号的值。
下面对操作进行说明。
电压指令矢量发生装置2从外部输入频率指令信号f的模拟信号，由A/D转换器21转换为数字信号，接着，当把该数字信号输入ROM22时，根据存储在ROM22中的电压/频率图形(k/f图形)而输出调制率k的数字信号。而且，上述频率指令信号f由V/F转换器23转换为脉冲串信号，对该脉冲串信号进行计数的计数器24输出表示通过频率指令信号f的积分而得到的电压指示矢量的相位θ的数字信号。
另一方面，载波信号发生装置3通过可逆计数器32来对从晶体振荡器31所输出的高频时钟信号进行计数。同时，输出与可逆计数器32的递增计数动作和递减计数动作切换的定时同步的时钟信号。即，输出三角波载波信号的2倍频率的时钟信号。
接着，作为运算装置的微型计算机4与时钟信号同步，来进行以下的运算，而输出三相的相电压Vu*、Vv*、Vw*。首先，微型计算机4输入从电压指令矢量发生装置2所输出的电压指令矢量V*的调制率k和相位θ。接着，用π/3除以电压指令矢量V*的相位θ，由其商来判定电压指令矢量V*是否存在于图13的空间电压矢量图中的哪个π/3区间中。即，若使商的值为区间信号，则区间信号根据相位θ的值来取得两个值(例如从0至5的值)。分别对应于图13的区间(a)～(f)。
接着，使用与(3)式相同的下式(5)来计算两个电压矢量和两个零电压矢量的持续时间。由于此时所使用的相位每当区间信号变化时被复位，则取0～π/3的值。
ta＝T·{1-k·sin(π/3+θ)}tb＝T·k·sin(π/3-θ)tc＝T·k·sinθ …(5)接着，时间分配信号的值b通过随机数发生函数的运算而求出，或者，通过从预先存储在存储器中表读出某个数值来求出。接着，使用通过上述运算而求出的区间信号、电压矢量的持续时间ta、tb、tc和时间分配信号的值b，按照为了设定预定期间T之间的输出电压的发生定时所使用的图15所示的关系，来求出三相的相电压Vu*、Vv*、Vw*，而输出给开关信号发生装置5。
在图15中，为了设定预定期间T之间的输出电压的发生而使用的定时Sa、Sb、Sc分别对应于相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*。因此，当使用持续时间ta、tb、tc和时间分配信号的值b来表示电压指令矢量V*处于例如(a)区域时的Sa、Sb、Sc时，Sa＝b×taSb＝Sa+tbSc＝Sb+tc当表示电压指令矢量V*处于例如(b)区域时的Sa、Sb、Sc时，为Sb＝b×taSa＝Sb+tcSc＝Sa+tb微型计算机4按照这样求出的Sa、Sb、Sc来向开关信号发生装置5输出相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*。
图16表示通过上述运算所求出的三相的相电压Vu*、Vv*、Vw*的波形的例子。其中，调制率k＝0.8，时间分配信号的值b＝0.5为恒定的。
接着，开关信号发生装置5通过比较器51～53来进行从微型计算机4所输入的三相相电压指令信号和从载波信号发生装置3所输入的三角波载波信号的振幅比较，而发生三相逆变器电路1中的半导体开关Su、Sv、Sw的开关信号。
其中，当相电压指令信号的振幅大于三角波载波信号的振幅时，产生使半导体开关Su、Sv、Sw导通的开关信号。而且，通过“非”电路54～56来使各相的开关信号的电平反转，而发生半导体开关Su’、Sv’、Sw’的通断动作分别与半导体开关Su、Sv、Sw的通断动作相反的开关信号。
通过上述动作，从三相逆变器电路1输出表示从载波信号发生装置3所输出的时钟信号一个周期内的时间平均值的矢量与电压指令矢量相一致的电压，同时，使两个零电压矢量的持续时间随其值随机变化的时间分配信号的值b而变化，由此，输出电压的高次谐波成分的频率随机变化。
由于现有的PWM逆变器装置的控制装置为以上这样的构成，因此，使输出电压的高次谐波成分的频率随机地变化。其结果，高次谐波成分在宽广的范围中分散，不会向交流电动机连续施加同一频率的高次谐波成分，而能够降低电磁噪声。
但是，如上述那样，由于交流电动机具有多个固有振动频率，通过使高次谐波成分的频率分散，就易于发生与这些固有振动频率相一致的频率的高次谐波成分，并且，通过使高次谐波成分的频率分散，反而发生了不堪忍受的电磁噪声。
特别是，当在1kHz以下的频率范围中使高次谐波成分的频率分散时，交流电动机象轴承摩擦那样发生音色变化的电磁噪声，在音质面上电磁噪声成为问题，同时，存在实际的轴承异常和判别的问题。
为了解决上述问题，本发明的目的是提供一种PWM逆变器装置的控制方法，使输出电压的发生定时在时间上变化，以使输出电压的高次谐波成分的频率在预定频率范围内分散，而能够改善由高次谐波成分所引起的电磁噪声的音质。
本发明的目的是提供一种能够改善电磁噪声的音质的PWM逆变器装置的控制装置，适用于电压矢量选择式PWM逆变器装置。
本发明的目的是提供一种能够改善电磁噪声的音质的PWM逆变器装置的控制装置，适用于三角波比较式PWM逆变器装置。
本发明方案1所记载的发明的PWM逆变器装置的控制方法，包括为了设定交流输出电压而生成电压指令矢量的步骤；通过脉宽调制控制从上述电压指令矢量生成PWM逆变器装置的各相的输出电压脉冲的指令的步骤；以及使上述输出电压脉冲指令的发生定时按照时间变化的发生定时变更步骤，由此表示由载波信号确定的预定期间中的上述输出电压脉冲指令的时间平均值的矢量与电压指令矢量相一致，并且，上述输出电压脉冲指令的高次谐波成分的频谱在预定频率范围内分散。
本发明方案2所记载的发明的PWM逆变器装置的控制方法，执行发生定时变更步骤，以便于测定载波信号频率随时间变化并连接在PWM逆变器装置上而被控制的交流电动机发生的电磁噪声，而使上述频谱不包含与由交流电动机的固有振动发生的电磁噪声成分频率相等的频率成分。
本发明方案3所记载的发明的PWM逆变器装置的控制装置，包括载波信号发生装置，输出载波信号；电压指令矢量发生装置，为了设定由三相逆变器电路所输出的三个交流输出电压，而输出电压指令矢量；与上述载波信号发生装置和上述电压指令矢量发生装置连接的处理装置，该处理装置包含判定在由上述载波信号确定的预定时间间隔中上述电压指令矢量的相位处于哪个相位区间中，从多个预定电压矢量中选择出与上述所判定的相位区间相对应的两个电压矢量的装置；计算所选择的上述两个电压矢量的持续时间与两个零电压矢量之和，以使表示由上述载波信号确定的预定期间内的上述三个交流输出电压的时间平均值的矢量与上述电压指令矢量相一致的装置；为了把上述三个交流输出电压的高次谐波成分的频谱在预定频率范围内分散，使用预定的时间函数来进行计算以使与上述两个零电压矢量中的一个的持续时间的上述和相对应的比例随时间变化，使用上述比例来计算上述两个零电压矢量的持续时间，进而，按照上述两个所选择的电压矢量和上述两个零电压矢量的所计算的持续时间，来生成三个相电压指示信号的装置；该控制装置还包括根据上述三个相电压指示信号，来发生驱动上述三相逆变器电路的三个第一和第二开关元件的开关信号的装置。
本发明方案4所记载的发明的PWM逆变器装置的控制装置，确定与上述两个零电压矢量中的一个的持续时间的上述和相对应的比例的上述预定时间函数是频率随时间变化的正弦函数。
本发明方案5所记载的发明的PWM逆变器装置的控制装置，包括载波信号发生装置，输出载波信号；正弦波电压信号发生装置，输出没有直流成分的正弦波电压信号；运算装置，生成值随时间变化的指令电压信号，把上述正弦波电压信号与上述直流电压信号相加，输出其相加结果来作为用于设定上述PWM逆变器装置应输出的交流输出电压的相电压指令信号；开关信号发生装置，响应于上述载波信号，来输出驱动根据上述相电压指令信号来分别对应于上述交流输出电压的开关元件的开关信号。
本发明方案6所记载的发明的PWM逆变器装置的控制装置，所生成的上述直流电压信号其值根据频率随时间变化的正弦波信号而变化。
本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中图1是本发明的实施例1中的PWM逆变器装置的构成图；图2是在本发明的实施例1中使电压矢量选择式PWM逆变器装置的两个零电压矢量的持续时间分配随一定频率的正弦波信号而在时间上变化时的输出电压的FFT解析的示意图；图3是在本发明的实施例1中使电压矢量选择式PWM逆变器装置的两个零电压矢量的持续时间分配随频率可变的正弦波信号而在时间上变化时的输出电压的FFT解析的示意图；图4是表示本发明的实施例1中的微型计算机的处理内容流程图；图5是本发明的实施例2中的PWM逆变器装置的构成图；图6是表示本发明的实施例2中的三角波比较PWM逆变器装置的示意图；图7是表示本发明的实施例2中的微型计算机的处理内容流程图；图8是本发明的实施例3中的交流电动机的固有振动频率的特性图9是不包含本发明的实施例3中的交流电动机的固有振动频率的初级电流与噪声的FFT解析图；图10是现有的PWM逆变器装置的构成图；图11是逆变器电路的能够输出的电压矢量的示意图；图12是由空间矢量方式所进行的脉宽调制的示意图；图13是电压矢量的选择顺序的示意图；图14是两个零电压矢量的持续时间分配的示意图；图15是表示三个相电压指令信号的发生定时的表图；图16是表示三相的相电压指令信号的波形例子的示意图。
下面说明本发明的一个实施例。
实施例1图1是本发明的实施例1中的PWM逆变器装置的构成图，除微型计算机4的运算内容之外，与图10所示的现有例子相同。在该图中，1是三相逆变器电路，2是电压指令矢量发生装置，3是载波信号发生装置，4是微型计算机，5是开关信号发生装置。
三相逆变器电路1由直流电源11、半导体开关Su，Sv，Sw，Su’，Sv’，Sw’、输出端子1u，1v，1w所构成。半导体开关分别由晶体管等自熄弧型开关元件和与该元件反向并联的二极管所构成。电压指令矢量发生装置2由A/D转换器21、存储k/f图形即V/f图形的ROM 22、V/F转换器23和计数器24所构成，根据从外部所提供的频率指令信号而输出电压指令矢量信号。载波信号发生装置3由晶体振荡器31和增减计数器32所构成，输出时钟信号和载波信号。开关信号发生装置5由比较器51～53和“非”电路54～56构成。
下面，在说明实施例1的动作之前，对本发明的电压矢量选择式机空间矢量方式的PWM原理进行说明。首先，在图2中表示了把现有例子中说明的(4)式的时间分配信号的值b象下式(6)那样作为一定频率的正弦波信号时的输出线电压的傅立叶变换(FFT)解析结果的一个例子。
b＝0.5(1+sin2πf3t)…(6)
其中，f3＝400Hz，调制率k＝0.16，逆变器输出频率f＝10Hz，载波频率fc＝1/2T＝2kHz。从图2(a)可以看出时间分配信号的值b在0至1之间，并且频率以f3的正弦波变化。从图2(b)可以看出输出线电压的高次谐波成分的频率为离散值。若通过计算来求出该频率时，为下式(7)fh＝nfc±mf±vf3…(7)(n，m，v＝1、2、3…)其中，fh是输出线电压的高次谐波成分的频率。如从图2(b)看到的那样，振幅大的高次谐波成分的频率为fc±f3、2fc±2f3的4个。
但是，严格地说，这4个频率的高次谐波成分分别分为各频率±f(或±2f)的频率的两个高次谐波成分，但是，由于与fc、f3的值相比，f的值较小，则即使见到f＝0也是可以的。从上述可以看出高次谐波成分的频率即频谱没有分散，但是，通过使频率f3的值变化，就能使高次谐波成分的频率随时间变化。
因此，下面在图3中表示了把时间分配信号象下式(8)那样作为频率以正弦波随时间变化的正弦波信号时的输出线电压的傅立叶变换(FFT)解析结果的一个例子。
b＝0.5(1+sin2πf3t)f3＝f1(1+k1sin2πf3t) … (8)其中，与图2(b)相同，调制率k＝0.16，逆变器输出频率f＝10Hz，载波频率fc＝1/2T＝2kHz。f1＝400Hz，f2＝40Hz，k1＝0.75。此时，由于f3的值在f1(1-k1)～f1(1+k1)的范围内变化，如从图3(b)看到的那样，输出线电压的高次谐波成分的频率fh在以fc±f1为中心的±k1f1的范围中以及在以2fc±2f1为中心的±2k1f1的范围中分散。反之，在以fc为中心的±f1(1-k1)的范围A和以2fc为中心的±2f1(1-k1)的范围B中，不含有高次谐波成分。
这样，如果把fc、f1、f3和k1的值设定为交流电动机的固有振动频率包含在上述高次谐波成分不存在的频率范围内，并且，在除固有振动频率之外的频率范围中高次谐波成分的频率在尽可能宽的范围中分散，就能实现电磁噪声的音质的改善。而且，f2对高次谐波成分的频率的分散范围没有影响，而决定f3的变化速度，该f3决定了分散范围。
这样，f2的值越小，高次谐波成分的分散越密，能够通过f2的频率来感受到电磁噪声变化的情况，从而成为不刺耳的电磁噪声。因此，希望f2的值设定为几十Hz以上的值，以使在f2的频率上变化的电磁噪声成为连续声音而听到。
下面对动作进行说明。
本发明的实施例1使用上述原理的PWM法，把输出电压的高次谐波成分的频率在预定频率范围内进行分散。图4是表示微型计算机4的处理内容的流程图。该微型计算机4与从载波信号发生装置3所输出的时钟信号同步，进行以下运算，而输出用于设定三个交流输出电压Vu、Vv、Vw的三个相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。
首先，在步骤ST11中，微型计算机4根据从外部所提供的频率指令信号f接收从电压指令矢量发生装置2所输出的电压指令矢量V*的调制率k和相位θ。接着，在步骤ST12中，用60度即π/3除以电压指令矢量V*的相位θ，由其商来判定电压指令矢量V*处于哪个π/3的三角形的区间内。接着，当用π/3除以相位θ的商设定区间信号的值时，该区间信号根据相位θ而取六个值(例如，0至5的值)，这些值分别与图13的区间(a)～(f)相对应。
接着，在步骤ST13中，使用(5)式来求出两个电压矢量的持续时间和两个零电压矢量的持续时间之和。接着，在步骤ST14中，使用(8)式来运算时间分配信号的值b。其中，若使从载波信号发生装置3所输出的时钟信号的频率为fclk，则微型计算机4每进行一次图4的流程图的运算，时间就经过一个1/fclk。这样，在微型计算机4中，通过下式(9)的运算，来进行(5)式的运算b＝0.5(1+sinθ3)f3＝f1(1+k1sinθ2)θ2＝θ2+2πf2/fclkθ3＝θ3+2πf3/fclk…(9)
接着，在步骤ST15中，使用在ST2中所求出的区间信号、在ST3中所求出的电压矢量的持续时间和在ST4中所求出的时间分配信号的值b，按照图15所示的关系，来计算三个相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*的值，在步骤ST16中输出这些相电压指令信号。
在开关信号发生装置5中，与现有例子相同，根据这些相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*和从载波信号发生装置3所输出的三角波载波信号的振幅比较结果，输出向三相逆变器电路1的半导体开关的通断信号。三相逆变器电路1的半导体开关根据这些通断信号进行通断动作，从三个输出端子分别输出时钟信号的一个周期中的时间平均值分别与上述三个相电压指令信号相一致的三个交流电压。
如上所述，根据该实施例1，不改变由脉宽调制所决定的脉宽，使输出电压的发生定时变化，由此，就能在不包含交流电动机的固有振动频率并且尽可能宽的范围内，使输出线电压的高次谐波成分的频率被分散，而能够改善电磁噪声的音质，成为不刺耳的声音。
实施例2图5是本发明的实施例2中的三角波比较式PWM逆变器装置的构成图，除了没有电压指令矢量发生装置以及微型计算机4的运算内容之外，与图1所示的实施例1相同。
下面对该实施例2中的三角波比较式PWM法的原理进行说明。如图6(a)所示的那样，通过三相正弦波相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*与三角波载波信号的振幅比较来进行PWM。在此情况下，当使三相相电压指令信号为Vu*、Vv*、Vw*时，下式(10)成立Vu*+Vv*+Vw*＝0…(10)即，在通常的三角波比较式PWM逆变器装置中，使用没有直流成分的正弦波信号作为相电压指令信号，以使三个输出电压各自的零相电压成分为0。
与此相对，本实施例2的三角波比较式PWM法，为了使输出线电压脉冲的发生定时变化，如图6(b)所示的那样，把与三相相电压指令信号完全相同的直流电压信号Vo相加。
在此情况下，不满足(10)式的关系，零相电压成分产生，但是，输出线电压的值不变化。但是，由于以相电压指令信号和三角波载波信号的振幅相一致的定时来进行三相的逆变器电路中的各相的半导体开关的通断动作的切换，输出线电压脉冲的发生定时随直流电压信号Vo的值而变化。
而且，当分析三角波比较式PWM逆变器装置的输出电压矢量时，可以看出在图6(a)、(b)中所示的全期间内选择全部的电压矢量。其中，在每个时间中，如果在图6(a)、(b)中垂直划出直线L，则如图6(c)的放大图所示的那样，各个电压矢量的长度占直线L全长的比例与在载波半周期T中的各个电压矢量的持续时间t7、τ6、τ4、t0的比例成比例。因此，当标准化的载波信号和相电压指令信号的最大振幅的2倍相当于载波半周期T时，各个电压矢量所占的长度线电压各个电压矢量的持续时间。这样，当比较图6的(a)和(b)时，可以看出随着直流电压信号Vo的值增大，零电压矢量V7的持续时间t7增大，零电压矢量V0的持续时间t0增加。
例如，在载波信号的半周期之间，作为所输出的零电压矢量V0和V7的持续时间之和的τ0为下式(11)τ0＝T-(τ4+τ6) …(11)其中，T是载波信号的半周期。这样，当把载波信号和相电压指令信号的最大振幅标准化为1时，在与载波信号同步的每个取样中可以设定的直流电压信号Vo的最大值Vo max为下式(12)Vo max＝2-(Vmax-Vmin) …(12)其中，Vmax是直流电压信号Vo的值为0时的三个相电压指令值的最大值，Vmin是直流电压信号Vo的值为0时的三个相电压指令值的最小值。
因此，如果使用下式(13)来计算直流电压信号Vo的值，并使用式(8)来计算式中的时间分配信号的值b，则可以看出与实施例1相同，输出线电压脉冲的发生定时随时间变化。
Vo＝1-b·Vo max-Vmax(0≤b≤1) …(13)
下面对动作进行说明。
本发明使用上述原理的PWM法，使输出电压的高次谐波成分的频率在预定频率范围内被分散。图7是表示微型计算机4的处理内容的流程图。该微型计算机4与从载波信号发生装置3所输出的时钟信号同步而进行以下的运算，而输出用于设定相位不同的三个交流输出电压的三相的相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*。首先，在步骤ST21中，微型计算机4读入频率指令信号f。接着，在步骤ST22中，使用下式(14)来求出没有直流成分的三相的正弦波电压信号Vu、Vv、Vwθ＝θ+(2πf/fclk)Vu＝k1f sin θVv＝k1fsin(θ-2π/3)Vw＝-(Vu+Vv) …(14)其中，之所以在θ＝θ+(2πf/fclk)的运算中包含时钟信号的频率fc1k，是因为如上述那样微型计算机4每进行一次图7的流程的运算，时间经过1/fclk。
接着在步骤ST23中，通过以下的运算来求出直流电压信号Vo的值。即，使用(12)式来计算直流电压信号Vo的最大值Vo max。其中，在三角波比较式PWM逆变器装置的情况下，可输出的正弦波电压的最大振幅为E/2(E是逆变器电路的直流电压值)，因此，通过用E/2除以上述三相的正弦波电压信号Vu、Vv、Vw，这些信号的最大振幅被标准化为1。接着，进行(9)式的运算，来求出时间分配信号的值b，进而，使用(13)式来计算直流电压信号Vo的值。
接着，在步骤ST24中，通过下式(15)的运算，来求出三相的相电压指令信号Vu*、Vv*、Vw*，在步骤ST25中输出这些值。
Vu*＝Vu+VoVv*＝Vv+VoVw*＝Vw+Vo …(15)在开关信号发生装置5中，与现有例子相同，根据这些相电压指令信号和从载波信号发生装置3所输出的三角波载波信号的振幅比较结果，来向三相逆变器电路1中的半导体开关输出通断信号。而且，当根据这些通断信号使三相逆变器电路1中的半导体开关进行通断动作时，从输出端子输出时钟信号的一个周期间的时间平均值分别与上述相电压指令信号相一致的交流电压。
如以上那样，根据该实施例2，使用加上了其值随正弦波信号和时间变化的直流成分的信号作为电压指令信号，由此，就能适合于三角波比较式PWM逆变器装置，来改善电磁噪声的音质，而把电磁噪声改善为不刺耳的声音。
实施例3实施例3是在上述图1所示的实施例1或图5所示的实施例2中，在逆变器电路1的输出端子1u、1v、1w上连接三相交流电动机(未图示)，同时，设置用于测定该交流电动机发生的电磁噪声的噪声计等电磁噪声测定装置(未图示)。
其中，通过测定使载波频率连续变化时的发生噪声，同时分析测定的交流电动机的初级电流和该发生噪声的高次谐波成分的振幅比，由此，就能实际测出交流电动机的固有振动频率。其中，之所以使用初级电流来代替输出线电压，是因为由于通过交流电动机的初级绕组阻抗来衰减了初级电流的高次谐波成分中的较高的频率成分的振幅，则测定容易进行。即使较高的频率成分的振幅衰减了，由于该区域的电磁噪声的频率较高，而没有问题。
图8是通过上述方法来测定3.7kW的通用感应电动机的噪声特性的结果。从该图可以看出，与初级电流的高次谐波成分相对的噪声的高次谐波成分的振幅比在0.8kHz、2.5kHz和3.8kHz附近具有峰值，它们是固有振动频率。因此，为了在不含有这些固有振动频率并且尽可能大的范围内来使输出线电压的高次谐波成分的频率被分散，而在(5)式所示的时间分配信号的值b的运算式中按下述那样设定参数值fc＝1.58kHz、f1＝365Hz、f2＝40Hzk1＝0.86 …(16)下面，在图9中表示出按上式(16)那样来设定参数值，由实施例1的装置来驱动上述感应电动机时的噪声测定结果。从该图可以看出在初级电流的高次谐波成分中不含有上述固有振动频率，并且，没有产生由感应电动机的固有振动所引起的电磁噪声。而且，可以看出噪声的高次谐波成分不含有图8所示的那样的峰值成分，在宽广的频率范围中，为大致相同的振幅。
如以上那样，根据实施例3，通过使输出电压的发生定时随时间变化，以便于不含有由交流电动机的固有振动产生的电磁噪声成分的频率，而使输出电压的高次谐波成分的频率在预定频率范围内被分散，由此，能够更有效地实现电磁噪声的音质改善。
实施例4在上述实施例1至3中，如果在(8)式所示的时间分配信号的值b的运算式中以不是正弦函数而是具有±k1f1的范围的值的时间函数来提供频率f3的值时，高次谐波成分的分散范围成为相同的。因此，可以使用下式来运算f3的值f3＝f1[1+k1f(t)] …(17)其中，f(t)是具有±1的范围的值的随机数等的任意时间函数。
如以上那样，根据实施例4，与上述实施例1至3相同，能够有效地实现电磁噪声的音质改善。
综上所述如果采用本发明方案1所记载的发明，不改变由脉宽调制控制所决定的脉宽而使输出电压的发生定时以预定的时间间隔变化，以使表示由载波信号确定的预定期间中的输出电压的时间平均值的矢量与电压指令矢量相一致，并且，上述输出电压的高次谐波成分的频谱在预定频率范围内分散，由此，能够在不含有交流电动机的固有振动频率并且尽可能宽的范围内使输出线电压的高次谐波成分的频率被分散，因而，具有能够改善电磁噪声的音质而成为不刺耳的声音的效果。
如果采用本发明方案2所记载的发明，测定使载波信号频率随时间变化并连接在PWM逆变器装置上而被控制的交流电动机发生的电磁噪声，使上述输出电压的发生定时以预定时间间隔变化，以使上述频谱不包含与由交流电动机的固有振动发生的电磁噪声成分频率相等的频率成分，由此，具有能够更有效地实现电磁噪声的改善的效果。
如果采用本发明方案3所记载的发明，则控制装置包括电压指令矢量发生装置，为了设定由三相逆变器电路所输出的三个交流输出电压，而输出电压指令矢量；一装置，判定在由上述载波信号确定的预定时间间隔中上述电压指令矢量的相位处于哪个相位区间中，从多个预定电压矢量中选择出与上述所判定的相位区间相对应的两个电压矢量；计算所选择的上述两个电压矢量的持续时间与两个零电压矢量之和，以使表示由上述载波信号确定的预定期间内的上述两个交流输出电压的时间平均值的矢量与上述电压指令矢量相一致的装置；为了把上述三个交流输出电压的高次谐波成分的频谱在预定频率范围内分散，使用预定的时间函数来进行计算以使与上述两个零电压矢量中的一个的持续时间的上述和相对应的比例随时间变化，使用上述比例来计算上述两个零电压矢量的持续时间，进而，按照上述两个所选择的电压矢量和上述两个零电压矢量的所计算的持续时间，来生成三个相电压指示信号的装置；根据上述三个相电压指示信号，来发生驱动上述三相逆变器电路的三个第一和第二开关元件的开关信号的装置，由此，具有如下的效果适合于电压矢量选择式PWM逆变器，能够改善电磁噪声的音质，而成为不刺耳的。
如果采用本发明方案4所记载的发明，确定与上述两个零电压矢量中的一个的持续时间的上述和相对应的比例的上述预定时间函数是频率随时间变化的正弦函数，由此，具有能够更有效地实现电磁噪声的音质的改善的效果。
如果采用本发明方案5所记载的发明，则控制装置包括正弦波电压信号发生装置，输出没有直流成分的正弦波电压信号；运算装置，生成值随时间变化的指令电压信号，把上述正弦波电压信号与上述直流电压信号相加，输出其相加结果来作为用于设定上述PWM逆变器装置应输出的交流输出电压的相电压指令信号；开关信号发生装置，响应于上述载波信号，来输出驱动根据上述相电压指令信号来分别对应于上述交流输出电压的开关元件的开关信号，由此，具有如下的效果适合于三角波比较式PWM逆变器装置，能够改善电磁噪声的音质，而使电磁噪声成为不刺耳的。
如果采用本发明方案6所记载的发明，所生成的上述直流电压信号的值根据频率随时间变化的正弦波信号而变化，由此，具有能够更有效地实现电磁噪声的音质的改善的效果。
权利要求
1.一种PWM逆变器装置的控制方法，通过脉宽调制控制来生成、控制交流输出电压，其特征在于，包括为了设定交流输出电压而生成电压指令矢量的步骤；发生定时变更步骤，不改变由脉宽调制控制所决定的脉宽而使输出电压的发生定时以预定的时间间隔变化，以使表示由载波信号确定的预定期间中的输出电压的时间平均值的矢量与电压指令矢量相一致，并且，上述输出电压的高次谐波成分的频谱在预定频率范围内分散。
2.根据权利要求1所述的PWM逆变器装置的控制方法，其特征在于，执行发生定时变更步骤，以便于测定载波信号频率随时间变化并连接在PWM逆变器装置上而被控制的交流电动机发生的电磁噪声，而使上述频谱不包含与由交流电动机的固有振动发生的电磁噪声成分频率相等的频率成分。
3.一种PWM逆变器装置的控制装置，具有三相逆变器电路，在直流电源的正极与负极之间串联连接三组第一和第二开关元件，同时，包括三个输出端子，分别连接在上述三组上述第一和上述第二开关元件之间，其特征在于，包括载波信号发生装置，输出载波信号；电压指令矢量发生装置，为了设定由三相逆变器电路所输出的三个交流输出电压，而输出电压指令矢量；判定在由上述载波信号确定的预定时间间隔中上述电压指令矢量的相位处于哪个相位区间中，从多个预定电压矢量中选择出与上述所判定的相位区间相对应的两个电压矢量的装置；计算所选择的上述两个电压矢量的持续时间与两个零电压矢量之和，以使表示由上述载波信号确定的预定期间内的上述三个交流输出电压的时间平均值的矢量与上述电压指令矢量相一致的装置；为了把上述三个交流输出电压的高次谐波成分的频谱在预定 频率范围内分散，使用预定的时间函数来进行计算以使与上述两个零电压矢量中的一个的持续时间的上述和相对应的比例随时间变化，使用上述比例来计算上述两个零电压矢量的持续时间，进而，按照上述两个所选择的电压矢量和上述两个零电压矢量的所计算的持续时间，来生成三个相电压指示信号的装置；以及根据上述三个相电压指示信号，来发生驱动上述三相逆变器电路的三个第一和第二开关元件的开关信号的装置。
4.根据权利要求4所述的PWM逆变器装置的控制装置，其特征在于，确定与上述两个零电压矢量中的一个的持续时间的上述和相对应的比例的上述预定时间函数是频率随时间变化的正弦函数。
5.一种PWM逆变器装置的控制装置，通过脉宽调制控制来控制交流输出电压，其特征在于，包括载波信号发生装置，输出载波信号；正弦波电压信号发生装置，输出没有直流成分的正弦波电压信号；运算装置，生成值随时间变化的指令电压信号，把上述正弦波电压信号与上述直流电压信号相加，输出其相加结果来作为用于设定上述PWM逆变器装置应输出的交流输出电压的相电压指令信号；开关信号发生装置，响应于上述载波信号，来输出驱动根据上述相电压指令信号来分别对应于上述交流输出电压的开关元件的开关信号。
6.根据权利要求5所述的PWM逆变器装置的控制装置，其特征在于，所生成的上述直流电压信号其值根据频率随时间变化的正弦波信号而变化。
全文摘要
本发明的目的是:使PWM逆变器装置的输出电压的高次谐波成分的频率随机变化,由此,与交流电动机的固有振动频率相一致的频率的高次谐波成分难于发生,而发生具有不刺耳的电磁噪声。本发明不改变由脉宽调制所决定的脉宽,使输出电压的高次谐波成分的频率在预定频率范围内被分散,并且使输出电压的发生定时随时间而变化。
文档编号H02M7/48GK1207606SQ98102960
公开日1999年2月10日 申请日期1998年6月17日 优先权日1997年6月17日
发明者奥山美保, 小山正人 申请人:三菱电机株式会社