专利名称：相位补偿的阻抗变换器的制作方法
背景技术：
本发明涉及电子阻抗转换器电路，具体而言是涉及逆变器或回转器，更具体而言是涉及相位补偿的回转器和积分器。
电子集成电路(IC)的优点之一是体积小，所以IC在手提式或其它设备中普遍使用，但是有些电路需要一些很难集成的元件。特别是，很难集成大于几毫微亨(nH)的无源电感。因此，例如芯片级无源信号滤波器通常局限于电阻-电容(RC)滤波器，除非是为很高频率而设计的滤波器，在这样的高频区域，几nH的电感(线圈)有效。
在通信和电子学中，滤波器通常指选择性地通过信号的某一成分而消除或最小化其他成分的硬件或软件。例如，远程通信网络中的滤波器可以传输信号中最高到某一频率的成分而削弱(抑制)高于它的部分(低通滤波器)，或者传输信号中最低到某一频率的成分而削弱低于它的部分(高通滤波器)，或者传输信号中某一频段的成分(带通滤波器)。
通过把容易集成的有源元件(例如运算放大器)、电阻和电容结合起来有可能克服可集成的无源电感的阻抗限制。一种可以模仿无源电感特性的组合是积分器，通常认为积分器可以把阻抗反转。积分器经常用在离散时间(数字)滤波器中。用积分器实现的连续时间(模拟)滤波器典型地在回路中使用这些元件，这些回路经常背靠背相连。一个回路中的两个积分器形成一个回转器，如果正向和反向积分器具有相同的传输特性，它们就构成一个无源回转器，否则他们构成一个有源(或不对称)回转器。
回转器在如下文献中有描述P.Horowitz et al.的《电子技术》第二版第266-267和281页，牛津大学出版社(1989)；Fink et al.的《电子工程师手册》第四版D.Christiansen et al.eds.)，第16.38-16.39页McGraw-Hill，纽约(1997)；和B.Nauta的《CMOS跨导-C高频滤波器技术》，IEEE J.故态电路，27卷第二册，第142-153页(1992年2月)。使用回转器和积分器的不同电路在由S.Mattisson在1999年8月3日提交的名为“模拟滤波器”的德国专利申请No.19936430-3以及由S.Mattisson在1999年3月23日提交的名为“解调器电路”的美国专利申请No.09/274,327中有所描述，这两个申请在此明确引作参考。
通常，回转器产生的输出信号相对于提供给回转器的输入信号有延时和相移。如
图1A、1B所示，回转器通常包含一个正跨导gm和一个负跨导-gm来接收输入电压信号v1，v2并产生一个合成的输出电流信号。
回转器实现为不同的电路。例如，回转器可以实现为图2所示的反相器电路的组合，图2描述了一个具有4个按照上面所引的Nauta的文章中所述方式排列的反相器12，14，16，18的回转器核心10。负跨导通过使用微分输入信号i_1、i_2和微分输出信号o_1、o_2以及交叉一对输出-输入连接来实现。这样的交叉产生一个通过四个反相器(跨导)的回路。应该明白，虽然图2显示反相器12的输出和反相器16的输入之间的连接与反相器18的输出和反相器14的输入之间的连接交叉，但回路也可以通过交叉反相器12的输入和反相器16的输出之间的连接与反相器14的输出和反相器18的输入之间的连接来形成。
这样的滤波器典型地还包含部分20和30来反馈共模电压。如图2所示，部分20包含四个反相器22，24，26，28，部分30包含四个反相器32，34，36，38。
图2所示交叉连接可能在使用这类回转器核心的电路中导致稳定问题。应该明白，如图2所示的基于回转器的滤波器的稳定性分析基本上和基于积分器的滤波器的稳定性分析一样，因为积分器是回转器回路的一部分。如Nauta的文献中所述的一阶稳定性分析显示，只有回转器核心10使用了反相器，才能获得稳定的，即非正反馈的性能。例如，跨导如反相器12，14，16，18可以是单独的金属氧化物半导体(MOS)晶体管，包括互补MOS(CMOS)和场效应晶体管(FET)。使用MOS元件，尤其是CMOS元件有很多优点，不仅仅是低功耗。
然而对MOS晶体管更详细的分析显示每一个MOS元件通道充电的非准静态特性增加了一个延时，这个延时可以在每个元件跨导的频率响应中用寄生极点来近似。这个额外的极点或延时如果设计不当就会使回转器不稳定。Nauta的文章中所述的简单滤波器的实际性能通常和Nauta预期的一致，但是Nauta所述的复杂滤波器的实际性能可能偏离Nauta预期的性能达10dB。
Nauta滤波器可以通过可以从外部调节的分立的Q调节电路(例如在共模反馈网络中镇流反相器的分立电源电压)来稳定，但是这样滤波器的传输特性和预期的相比就会有明显不同，因为回转器的Q不仅依赖于回转器晶体管的输出电导，还依赖于沟道延时和外部共振(负载电容)。低阶滤波器可能正常工作，因为外部终端会为回转器提供足够的负荷使其稳定，但是高阶滤波器会有内部节点没有得到足够负荷来使其稳定，除非共振频率和回转器核心中元件的过渡频率fT相比很低，或者每一个回转器都有一个分立Q调节电路，而这是不实际的。
S.Mattisson在1999年12月2日提交的德国专利申请“高Q回转器结构”，申请号为No.19958096-0，描述了一种通过平衡回转器结构中相位滞后和相位超前来提高回转共振器的品质因数的方法。这对于具有较窄带宽的与并联LC共振器相仿的并联共振器效果很好。但是，通用阻抗反相器需要较宽的带宽，而平衡工作因为回转器端子处存在的电容而变得复杂化。总之，完全“吸收”那些连接到回转器的阻抗的电容而不违背其它的设计约束很困难，最终导致回转器具有额外的相位滞后。这种相位滞后在宽带回转器中表现为信号损耗，结果滤波器的整个插入损毫变得太大。该申请在本专利中请特别引作参考。
S.Mattisson在1999年7月16日提交的英国专利申请“集成电路”，申请号为No.9916808.0，其中描述了一种通过考虑MOS元件的沟道延时来扩展基于Nauta回转器或反相器的滤波器的有用频率带宽的方法。该专利描述了正是回转器核心跨导纳(参看图2)的相位滞后破坏了回转器的稳定性。虽然MOS元件的跨导纳ym通常假定为完全导通的，这样会产生一个稳定的系统矩阵，但象图2中所述那样的滤波器在实际中由于非准静态沟道延时经常是不稳定的。本专利申请也将这个申请特别引作参考。
另外，申请人相信由于回转器单元的不可靠性，还没有复杂的有源高频连续时间的芯片级MOS滤波器被制作出来。已经制造出的滤波器很简单，局限于低阶滤波器或者级联的低阶滤波器(具有比较差的灵敏特性)或者较复杂的低频滤波器。这样就需要设计一种方法在宽频带上对回转器进行相位补偿并提供电路来使用该相位补偿。
申请人发明的一方面，集成电路回转器具有和回转器中的至少一些晶体管联系的串联反馈，这些串联反馈由多个反馈晶体管的至少一个叠加(stack)来提供，这些反馈晶体管大小不同且容性补偿，从而抵消回转器中晶体管的非准静态延时。回转器可能包含多个排列成回路并交叉连接的反相器，回转器中的晶体管和反馈晶体管可以是金属氧化物半导体元件，双极型半导体元件或双极型互补金属氧化物半导体元件。反馈晶体管的叠加可以根据AB类工作并提供相位超前补偿。
申请人发明的另一方面，集成电路回转器具有和回转器中的至少一些半导体元件联系的串联反馈，这些串联反馈由反馈网络的至少一个叠加来提供，这些反馈网络大小不同且容性补偿，从而抵消回转器中半导体的非准静态延时。回转器可能包含多个排列成回路并交叉连接的反相器，回转器中的半导体元件可以是金属氧化物半导体元件，双极型半导体元件或双极型互补金属氧化物半导体元件。反馈电路叠加可以包含多个电阻和电容的并联组合。
申请人发明的另一方面，电子信号滤波器有一个包含多个交叉连接成回路的金属氧化物半导体(MOS)元件的核心和与MOS元件分别连接的串联反馈叠加。每一个叠加包含至少两个MOS元件，这些MOS元件参数的选择使得由核心中MOS元件的非准静态沟道延时产生的相位滞后得以减少。
图7A是具有分裂(split)MOS元件的串联反馈网络的示意电路图；图7B是图7A串联反馈网络的一个小信号模型。
发明详述本申请在具有如图2所示的交叉连接结构的回转器的环境下，描述了申请人的发明，但是应该理解，本发明并不局限于这样的环境。例如，本说明书中提出的分析同样适用于积分器，且因此也适用于由积分器构成的滤波器。而且，本说明书假定使用传统的CMOS反相器IC，因为它们容易得到，但是申请人发明的实施方案也可以用其他种类的元件，例如双极型和场效应(单极型)元件以及双极型CMOS(BiCMOS)元件。
申请人的发明建立在这样的认识上，即传统的滤波器一阶稳定性分析，即假定MOS类元件具有完全导通跨导，是不充分的。这一认识的一些推论在上文引作参考的No.9916808.0专利申请“集成电路”中有所描述。
如该申请中所述，使用这类元件的滤波器应该根据非准静态沟道延时进行分析，该分析可以用如下表达式近似Ym≈gmss·τgm≈gm1+s·τgm≈gm-s·cm]]>这里gm是元件跨导；Cm＝2Cgs/ε；Cgs是元件栅源电容；ε是沟道的Elmore常数；Tgm＝2/(εωT)；ωT是过渡角频率，也就是电流增益为1时的角频率；这种表示法是传统的，在例如Y.P.Tsvidis，MOS，McGraw-Hill，纽约(1988)中有所描述。典型地，ε≈5。
第一近似是单纯的延时，第二近似是一个极点，第三近似是复平面右半边的一个零点。纯延时近似目前在分析中很难应用，因为指数函数是一个超越函数。如果极点和零点时间常数基本相同，那么另外两个近似具有相同的相位延时，这对稳定性分析很重要。零点近似使|Ym|具有高通特性，极点近似使|Ym|具有低通特性。目前认为极点近似更实际，所以这里描述的分析使用极点近似。
如No.9916808.0专利申请所阐明，为回转器核心中的每一个MOS元件提供串联反馈是非常便利的。图3A表示一个晶体管42和一个反馈网络44，44包含一个阻值为rf的反馈电阻Rf和电容值为cf的反馈电容Cf的并联组合。反馈网络44和晶体管42的源极端子串联，其阻抗为zf＝rf||cf＝rf/(1+s·Tf)。
应该明白，为了方便起见晶体管42在图3A中描述为一个单独的晶体管并泛指积分电路。图3B把电路描述为一对CMOS元件42-1，42-2，其中每一个分别具有反馈网络44-1，44-2。例如，在一种极端情况下可以使反馈电阻rfa＝rfb＝0。本领域的一般技术人员应当明白通常不需要两个反馈电阻rfa、rfb具有同样的值或者两个反馈电容cfa、cfb具有同样的值。这些值可以选择从而调节或者整形包含它们的元件和电路的频率响应。
应用极点近似并如图3A、3B所示通过源极串联阻抗向MOS晶体管施加串联反馈，回转器的闭环传输导纳GT由下式给出GT=ym1+ym·zf=gm1+s·τgm1+gm1+s·τgmrf1+s·τf]]>=gm1+gmrf1+s·τf1+sτgm+τf1+gmrf+s2τgmτf1+gmrf]]>在条件gm＞＞rf下，可以看出在低频时GT≌1/Zf，也就是说GT在复平面的左半边有一个极点，在提供串联反馈时有一个初始相位超前。由于没有反馈时发生相位滞后，所以可以应用串联反馈找到一个平衡状态，在这一状态相位滞后可以在低于某一频率时被最小化。
图4示出传输导纳GT在参数T＝gmrf和Z＝1/Tf为不同值时，根据前式的归一化幅值曲线图，图5显示了传输导纳GT相应的归一化相位曲线图。这些曲线图表明中等回路增益可以提供跨导带宽的实质扩展并产生一些期望的相位超前，例如用来补偿寄生感应的相位滞后。
在这些分析的实际应用中，目前认为重要的是特性参数(这里是gm，rf，Tgm和Tf)互相跟踪，即在负载、温度和电源电压变化时保持基本恒定的关系。在集成电路中，这一点可以通过把工作在在三极管区域的MOS元件用作反馈电路44来实现。这样的装置在图6A中有描述，其中网络44表示为用连接到栅极的电压源Vbias适当偏置，并且与用MOS元件Mgm表示的回转器跨导串联的MOS元件Mfb。和图3A一样，应当理解，元件Mgm在图6A中被描述为分立晶体管并总体上代表积分电路。图6B将装置描述为一对CMOS元件Mgm-1、Mgm-2，每一个都具有相应的MOS专有沟道的MOS反馈网络Mfb-1，Mfb-2。这类MOS反馈电路中，rf＝1/gd，cf＝cgd，其中gd是元件/网络Mfb的输出电导，cgd是元件/网络Mfb的栅漏电容。
使偏置电压Vbias随着提供给回转器的电源电压变化也很便利，因为Nauta论文中描述的回转器核心受它的电源电压调节。如果偏置电压Vbias随着元件调整电压变化，那么在正常的过程、温度、以及电源电压变化的情况下就可以保证rf∝1/gm和Tf∝Tgm。
虽然图3和图6中所描述的串联反馈电路可以向回转器元件提供相位补偿，但是补偿后的回转器比未补偿的Nauta回转器的压缩点低。压缩点被降低，因为示出的反馈电路工作在A类，这样当输入信号幅度达到反馈电阻Rf或者反馈MOS元件Mfb上的压降时就会偏离线性区域。未补偿的回转器元件工作在AB类并且在更宽的输入电压范围内是线性的。这样，图3A、3B、6A、6B的网络改善了小信号问题但是恶化了大信号的性能。
申请人发现可以通过把反馈MOS元件分成几部分来避免这种折中(tradeoff)，例如图7A中所描述的两半M1和M2，也可以通过提供同样也在图7A中描述的Cf来达到这一目的，从而在响应中生成一个虚构的零点，表示了和具有图3、图6所述电路的回转器相似的小信号性能。图7A中描述的反馈电路可以模型化为图7B所示，其中，gm1是跨导，c1是元件M1的栅源电容，r1是和c1串联的电阻，类似地，gm2是跨导，c2是栅源电容，gd2是元件M2的输出电导，r2是和c2串联的电阻。应该明白，图7B示出两个r2和c2是因为在三极管区域，元件M2的栅源电容c2大约等于M2的栅漏电容，而且和这些电容串联的电阻也大约相等。
图7A所示，图7B模型化的串联补偿回转器的传输导纳GT的简化表达式如下GT≈gd21+s·cfgd21+scfgnl2s2c2cfr2]]>这里图7B中描述的量都带下标，不失一般性，假设gm1＞＞gd2＞＞gm1。应当理解，这个表达式在结构上和前面的GT的表达式相似，通过正确选择M1、M2、Cf的大小，可能获得和图4，图5中类似的传输函数曲线。元件M1的参数的一些典型值为gm≈50微西门子(μS)；gd≈50纳西门子(nS)；rf≈20千欧(kΩ)；cf≈1皮法(pF)，电容在饱和区域时cgs≈1皮法，cgd≈30皮法，电容在三极管区域时，cgs≈0.75皮法，cgd≈0.75皮法。当然，应该明白申请人的发明不仅限于具有这些值的元件。
低频时，补偿电容Cf不会显著改变传输函数(频率响应)。因此，大信号性能基本上和未补偿的互导纳一样，即AB类。高频时，电容Cf基本上象短路一样，所以只有元件M1作为增益元件有效，且由于M1的源极基本接地，元件M1运行在AB类。和前面一样，大信号性能基本上和未补偿传输导纳一样。
因此，图7A所示的叠加晶体管结合了串联反馈电路的小信号性能的优点和非串联反馈结构的大信号性能的优点。而且，如果叠加元件只有一种类型如MOS，元件参数将受过程和环境变化相同的影响，M1和M2的参数就会跟踪。所以，叠加元件(如MOS)的类型优选和回转器核心的元件类型一致，虽然至少在原理上可以使用混合类型。
应该指出，叠加多于在图7A中所描述的两个元件是可能的，而且混合使用具有不同MOS沟道类型的元件也是可能的，即PMOS元件和NMOS元件在叠加中可以互换。这样做在不同应用中都有优点。例如，叠加多于两个元件和/或混合使用元件类型使得能够混合使用分别对叠加元件有利的时间常数，从而获得更宽的或者其它形状的电路频率响应。
补偿电容Cf可以通过一个在外部和IC相连的电容实现，或者优选通过可以获得更好匹配的另一个MOS栅极或元件实现。应该说明，补偿电容Cf和源极/漏极并联，从而使得寄生二极管容量显得更重要。正如可以叠加多于两个元件，补偿电容也可以用多个电容来实现，每个电容具有不同的容量，和各自的叠加元件M1，M2相连。这样叠加的电容可以有所选择从而在不同频率把叠加元件接地，同时使电路的频率响应能够有选择地整形。
以上参考具体的实施例对本发明进行了描述，对于本领域的技术人员来说，显然有可能用和上文所述不同的方式实施本发明。上文所述具体实施例只是示例性的，无论如何不应该认为是限制性的。本发明的范围由如下权利要求限定，权利要求范围内的所有变化和等效都包含在其中。
权利要求
1.一种集成电路回转器，具有和其中至少一些晶体管关联的串联反馈，其中串联反馈由多个不同大小不同且电容补偿的反馈晶体管的至少一个叠加提供，从而补偿回转器里晶体管的非准静态延时效应。
2.权利要求1的集成电路回转器，其中回转器包含多个排列成交叉相连的回路的反相器。
3.权利要求1的集成电路回转器，其中回转器中的晶体管和反馈晶体管是金属氧化物半导体元件。
4.权利要求1的集成电路回转器，其中回转器中的晶体管和反馈晶体管是双极型半导体元件。
5.权利要求1的集成电路回转器，其中回转器中的晶体管和反馈晶体管是双极型互补金属氧化物半导体元件。
6.权利要求1的集成电路回转器，其中反馈晶体管的叠加根据AB类工作，并且提供相位超前补偿。
7.一种集成电路回转器，具有和其中至少一些半导体元件关联的串联反馈，其中串联反馈由大小不同且电容补偿的反馈网络的至少一个叠加提供，从而补偿回转器里半导体的非准静态延时效应。
8.权利要求7的集成电路回转器，其中回转器包含多个排列成交叉相连的回路的反相器。
9.权利要求7的集成电路回转器，其中回转器中的半导体元件是金属氧化物半导体元件、双极型半导体元件或者双极型互补金属氧化物半导体元件。
10.权利要求7的集成电路回转器，其中反馈电路叠加包含多个电阻和电容的并联组合。
11.一种电子信号滤波器，包括一个核心，具有交叉连接成回路的多个金属氧化物半导体MOS元件；分别连接到MOS元件的串联反馈叠加，其中每一叠加包括至少两个MOS元件，其参数的选择使得核心中MOS元件的非准静态沟道延时引起的相位滞后得以减少。
全文摘要
集成电路，例如，回转器电路包含晶体管，晶体管优选MOS元件，并具有补偿MOS元件中的沟道延时效应的串联反馈网络。
文档编号H03H11/42GK1413380SQ00817685
公开日2003年4月23日 申请日期2000年12月20日 优先权日1999年12月23日
发明者S·马特蒂森 申请人:艾利森电话股份有限公司