对测量装置的低电压高精度差动信号的处理系统及方法

专利名称：对测量装置的低电压高精度差动信号的处理系统及方法
技术领域：
本发明涉及一种低功率电子测量装置，尤其涉及一种低电压低功率信号处理系统和对于由传感器输入的差动信号的高精度处理方法。这些传感器包含于便携式和/或低功率测量装置中，例如电子卡尺、线性的或角度的检位规、坡度规或水准仪、压力计等。
背景技术：
当前使用的有各种各样的便携式电子测量装置。这些装置的一个例子就是位移测量装置，一种手持式电子卡尺可以用来对机械部件进行精确的测量，以保证这些部件满足公差要求。很明显，这些装置的功率越小，它们需要的电池(或其它电源)就越少，并且在更换电池(或其它电源)或再充电以前，它的工作时间就越长。但是，减小这些装置的功率是一个很复杂的任务。而且，这些装置要求有很高的测量精度，并且为这些装置而开发的复杂的信号处理技术趋向于使既能满足预期的精度要求也能在低电压和低功率下工作的电路的设计过程复杂化。
使用高精度测量技术的电子卡尺的一个例子在美国专利NO.5,901,458进行了说明，其中公开的全部内容在这里引作参考。正如其中的描述，电子卡尺有一个减少偏移的位置传感器，该传感器有一个可沿标尺移动的读取头。电子装置对读取头在标尺上的位置提供精确的测量。传感器用标尺上的两套耦合回路将滑动装置上的读取头的发送器线圈与读取头上的一个或多个接收器线圈相感应耦合。发送器线圈产生原边磁场。发送器线圈通过磁场被感应耦合到第一和第二两套耦合回路的第一回路部分，第一和第二两套耦合回路的第二回路部分是交错的，并且产生第二磁场。接收器线圈形成在周期性地交变极性的回路中，并且通过第二磁场感应耦合到第一和第二套耦合回路的第二回路部分。根据读取头和标尺之间的相对位置，接收器线圈的每一个极性回路被感应耦合到第一或者第二套耦合回路的第二回路部分。第一和第二套耦合回路的第一和第二回路部分的相对位置是周期性的，并且取决于标尺上耦合回路的相对位置。
另一个例子是在美国专利NO.5,886,519中进行说明的，其中公开的全部内容在这里引作参考。专利｀519公布了一个应用于高精度测量中的绝对位置感应传感器，例如线性或旋转编码器、电子卡尺等。绝对位置感应传感器具有两个可相对移动的部件。第一部件有至少一个用以产生磁场的有源发送器和至少一个用于接收所产生磁场的接收器。无源的第二部件包含一个无源的磁力线调制元件，该元件根据它们与至少一个的接收器的相对位置来调制所接收到的磁场。一个与至少一个发送器和至少一个接收器相连的电子线路包括该至少一个接收器的输出，计算两个部件之间的相对位置，并且在显示器上显示该位置。绝对位置感应传感器确定两个部件之间的绝对位置。
专利｀458和｀519中所说明的系统都应用了先进的信号处理技术以得出高精度的位移测量结果。本发明主要针对便携式电子测量装置，特别是便携式电子位移测量装置，当其应用于低电压低功率系统中时能够取得高精度的测量结果。
发明概述本发明为提供了一种适用于便携式测量装置的低电压低功率信号处理系统和方法，比如电子卡尺、线性的或角度的测量计、水准仪、压力计等等。转换过程作为低电压低功率系统和方法的一部分，例如模/数转换，利用了随时间变化的参考信号，如斜波信号，进行定时测量，用以确定转换的数字输出。
用于便携式测量装置的先进的传感器和信号处理方法的精度，例如在电子卡尺等装置中，常常取决于将测量的输入量精确地线性转化为可用的输出，因此，就有必要避免这些系统产生二次畸变。如果差动信号转换为单端信号将产生二次畸变，这经常发生在随时间变化的参考信号的常规转化方法中。然而，本发明将一种随时间变化的参考信号应用于转换处理，通过不再将信号转换为单端形式，避免了二次畸变的产生，并替代地提供了能够处理差动信号的电路。
本发明的系统可以使用并行输出多路信号的传感器，例如，使用三相配置的传感器。经过优化的三相配置的信号处理技术能够消除系统中大部分的三次畸变。因此，本发明的完全差动电路在这种系统中是非常有利的，因为完全差动电路对二次谐波误差的抑制充分补充了三相技术中固有的对三次谐波误差的消除。如果通过本发明的系统和方法来确定测量值，即使是在低电压低功率要求的限制下，这些技术也减少了根据本发明的系统和方法测定的最后测量值中出现与畸变相关的误差的机会。这些技术中还提供了用以减少与畸变相关的误差的简单电路。
与发明的一方面相对应，模/数转换器通过一个并行、单斜波、有两个比较器分别与每个差动信号输入腿相匹配的转换器来实现。因此，在一个具有三相传感器的实施例中，就会有来自三相的接至比较器的6个输入。每个比较器的一个输入接收该差动信号，而每个比较器的另一个输入接收斜波信号。
本发明的斜波模/数转换器可以通过相对简单的电路来实现，其体积也因此而减小并且可以在低电压下工作。系统的工作速度极限是由斜波本身的特性造成的，因为斜波传输需要固有的时间。但是，由于不同的便携式和手持式测量装置(例如电子卡尺)在信号处理中，高速工作并不是一个关键的要素，因此这种实现为工作于低电压下、体积小的低功率的低速系统提供了一个有效的折衷方式。对于很多便携式系统的采样速度，主要应考虑采样频率足够高以避免人眼察觉到显示闪烁。在一个实施例中，每秒超过10个采样(因此每个采样大约有100ms的处理时间)的采样率足以打消这种顾虑。
与发明的另外一方面相对应，本发明的模/数转换器可以应用于工作在低于1.75V电源下的便携式测量装置(例如一只1.5V的手表电池或太阳能电池)，并且具有与便携式装置相一致的电流消耗，其整个测量装置电流消耗低至5mA。因此，该实施例满足额定电压低至1.5V的系统要求(最低1.35V)。通过应用完全差分电路，1.5V电源供电，以及进一步使用带电压调压器的NMOS开关，本发明中的系统将电流消耗最小化，并且将模拟电路的动态范围最大化。本发明对于电压高于1.5V的系统也具有优势，例如，由电压低于3.5V(例如，两个手表电池或太阳能电池相串联)电源供电的系统的工作。本发明对于电压高于3.5V的应用也具有优势。
与发明的另外一方面相对应，选用了某些部件以减少整个系统对工艺参数的敏感程度。更特别地，在斜波发生器和时钟发生器中使用相同类型的电容，并且用比例偏置电流对它们进行充电，并通过在时钟和模/数转换器中使用相同类型的电阻和电容，使得该系统的比例因子与工艺参数无关。并对日后由于工作温度和电路老化等带来的环境影响无关。另外，由于传感器信号与电源电压成比例，因此直接由电源取得参考电压(使用一个分压器)，不论什么原因引起电压的变化，系统的比例因子(每个相信号的峰-峰计数)都与系统供电电压的变化无关。
与发明的另外一方面相对应，比较器可以以任何适于低电压低功率工作的方法来实现。可以应用低功率工作的放大型比较器或者动态比较器。带开关电容器输入的比较器具有将输入电压存储在输入电容器上的优点，这样也就允许模拟信号处理电路的前级关断，因此而节省电能并且有助于消除比较器偏移。总的来讲，因为比较器是相同的，所以任何延迟或寄生效应都不会影响到精度，而且低电压低功率比较器设计的选择并不关键。
与发明的另外一方面相对应，计数器可以是脉动计数器，因为脉动计数器减少了触发器的个数，所以通常它的电流消耗量很小。为减少计存器的个数，计数值存储在计数器本身中。应当注意到，这里并不需要减法电路。正负号信号存储在一个单独的计数器中。这些设计可选方案的最终结果形成了一个高效电路，这不仅表现在体积小，而且还表现在工作电压低和电流消耗低。
针对泄漏电流的效果，本发明的模/数转换器由许多优点。一个优点是模/数转换器比较器的泄漏电流可以被完全消除掉，因为设计在本质上是完全差动的；另外，虽然依附于泄漏的电压普遍会引入三次畸变，而三次畸变在上述三相系统中不会引入位置误差。进一步泄漏电流的不平衡将会与其它的不平衡效果相同，例如，不同信号通道的偏移和比例因子之间的不平衡。这种不平衡程度很小(二次效应)，并且可以由误差校正消除。
附图简要说明通过结合附图进行详细的描述，上述各方面及伴随于本发明的许多优点将会非常容易认识和理解，其中

图1为一个应用了与本发明相对应的模/数转换器的测量系统的方框图；图2为一个图1中测量系统实施例的方框图，它应用了多个三相传感器绕组；
图3为一个图2所示的三相绕组实施例的接线示意图；图4为图3所示三相绕组的输出图，示出了三相信号的幅值作为标尺在传感器上的相对位置的函数；图5为图3所示三相绕组的矢量相图；图6为一个图1所示斜波模/数转换器的实施例方框图；图7A为一种用于斜波模/数转换器中的斜波信号中可能产生的二次畸变的图形；图7B为一种斜波模/数转换器中可能产生的对称三次畸变的图形；图8为一个逻辑电路实施例方框图，用于图6所示模/数转换器的一个差动信号通道；图9A为图8所示的逻辑电路时间矢量图，该电路输出为正计数器输出值；图9B为图8所示的逻辑电路时间矢量图，该电路输出为负计数器输出值；图10为图8所示电流发生器的方框图；图11为图8所示时钟发生器的方框图；图12为图11所示的时钟发生器的时间矢量图；图13为图11所示的时钟发生器的详细原理图；图14为图6所示模/数转换器的系统方框图，该模/数转换器具有6个完全差动信号通道；图15为图14中方框图所示系统的时间矢量图。
优选实施例的详细描述图1所示为测量系统8的原理框图，它选用符合本发明的斜波模/数转换器80。下面将参考图6对模/数转换器80进行详细说明。简而言之，斜波模/数转换器80提供了一个低电压低功率的设备，而这种设备能够实现高精度的差动信号测量。
还是如图1所示，测量系统8包括一个多信号传感器和前置放大电路/接收器电路10，该部分通过信号线10A和10B输出差动模拟信号至模拟信号处理器70。模拟信号处理器70通过信号线70A和70B输出差动模拟信号至斜波模/数转换器80。正如下面将要详细描述的，输出信号的差动特性在斜波模/数转换器80的设计上是一个很重要的因素。总之，差动信号的使用避免了附加的二次畸变的产生，这种畸变通常会伴随于传感器输出信号的单端输出信号的处理中。三次畸变成为本系统的主要畸变。正如下面将要详细描述的，在不同的示范实施例中将应用多种信号处理技术从系统中消除大部分三次谐波畸变。
在常规系统中单端信号常常会被用于诸如斜波模/数转换器这样的低电压低功率的模/数转换器中。但是，正如下面将要进一步详细描述的那样，将差动信号转变为单端信号通常会在系统中产生大量的二次谐波畸变。二次谐波畸变的引入大大降低了测量系统的精确性。本发明中的斜波模/数转换器80处理来自模拟信号处理器的70的差动信号，通过这种方法避免了将差动信号转换为单端信号形式的需要，下面将参见图6对其进行详细的说明。应当看到，在现有技术当中，很多前面提到和后面将会详细说明的电路设计和精确度问题，都已经通过传统地增加电路复杂性的办法解决了。但是，这些传统的解决方法，并不适合特殊的具有低电压低功率的工作要求的便携式或手持式测量装置。因此，读者应当认识到，本发明设计元件的简单化以及其它特点当与有着特别低电压低功率的工作要求的便携式或手持式测量装置的工作要求相结合时，分别或一起为高精度传感器信号处理带来了巨大的优点。
谐波模/数转换器80通过数据线80A输出数字值至逻辑电路90，逻辑电路90通过数据和电源总线90A从控制单元60接收数据并向控制单元60提供数据。在一个实施例中，逻辑电路90包括一个具有硬连线的逻辑电路，正如下面结合图8进行的更详细的说明。然而，应当看到逻辑电路90可能含有一个微处理器或任何技术上已知的具有合适的限定形式的装置。控制单元60通过数据和电源总线60A提供控制信号至多信号传感器和前置放大电路/接收器电路10，通过数据电源总线60B提供控制信号至模拟信号处理器70，以及通过数据和电源总线60C提供控制信号至斜波模/数转换器80。低压电源50通过一条或多条电源线50A为整个测量系统8提供电源。电源还可以通过系统的各种数据和电源总线进行分配，并且受数字控制单元60控制。
虽然图1所示为测量系统8的原理框图，应当认识到测量系统8只是作为一个示范性实施例提出的。本发明的低功率低电压系统和方法可以通过不同的传感器系统或其它已知的、或在后面展开说明的精确测量系统实现。而且，应当认识到，电路10中的传感器可以通过任何其它已知的、或在后面展开说明的多信号传感器实现。例如，包括收编于’458和’519专利公开文献中的传感器。
图2所示为一个图1所示测量系统实施例的方框图，该系统应用了三相的多传感器绕组。图2所示为一个三段标尺设计的例子，该设计中有三套三相接收器绕组。该三段标尺设计在美国公开专利中详细说明，其申请序列号为NO.09/268,674，其中公开的全部内容在这里引作参考。
如图2中所示，测量系统108包括一个与发送器前置放大电路152连接的发送器绕组122。发送器绕组122通过位于感应电流位置传感器的标尺部件上的耦合回路间接地感应耦合到第一、第二、第三接收绕组124、126以及127，这些绕组连接于多路转换器155。多路转换器155输出的差动信号通过线路155A和155B接至模拟信号处理器170。模拟信号处理器170输出的差动信号通过170A至170F六路输出线接至模/数转换器180的输入。模/数转换器180将模拟信号处理器170的差动输出从模拟信号转换为数字信号。模/数转换器180的输出的数字信号通过线路180A输出至逻辑电路190，该逻辑电路处理来自模/数转换器180的数字信号以确定读取头和标尺部件110的相对位置。
根据收编于专利’458和’519公布的已知技术和方程，一个波长内的每一位置都可以被逻辑电路190唯一地识别。逻辑电路190还通过信号线190A-190D输出控制信号至数字控制单元160，并以此来控制信号采样的序列。数字控制单元160通过电源和信号总线160A-160D输出控制信号至发送器前置放大电路152-154、多路转换器155、模拟信号处理器170以及斜波模/数转换器180来控制传输、信号采样、模/数转换的序列。
特别地，如图2所示，数字控制单元160通过电源和信号总线160A-160C输出控制信号至发送器前置放大电路152-154，分别有控制地激发发送器绕组。数字控制单元160还通过电源和信号总线160D-160F输出开关信号和控制信号至多路转换器155。线路160D-160F内的控制信号能够确定通过多段标尺的哪一段以及通过多相接收器的124，126和127的哪一绕组来输入至模拟信号处理器电路170，该电路位于多路转换器155之后。低压电源150通过一条或多条电源线150A可以为整个测量系统108提供电源。该电源还可以由系统的多种数据和电源总线进一步分配，并且受数字控制单元160的控制。
正如上面的说明，图2所示为一个三段标尺线路的设计的例子，其中有三套三相接收器绕组。多路转换器155能够在差动测量时选择一个信号，或者在差动测量的情况下选择一对信号来输出至模拟信号处理器170，被选择的信号或信号对通过模拟信号处理器170进行处理。模拟信号处理器170的输出接至信号线170A-170F，然后输入模/数转换器180。逻辑电路190能够从模/数转换器180的输出中取得数据。而且，由于逻辑电路190控制数字控制单元160的工作，所以逻辑电路190能够选择选择标尺的段或者相以任何次序工作。
正如申请’674中的详细描述，上述实施例中，在一套信号接收器多相之间的多信号处理还可以同样有效地应用到两套或更多套信号接收器的多相之间。例如，在图2所示的三段标尺系统，多路转换器155的输入可以从9种可能的相对中选择处理。为消除某种电路故障，它还可以以一种反相模式选择这些相对，这种模式能够有效地翻转信号。因此，三相系统中三段标尺的9种相对总共有18种可能的处理方式。
图3所说明的是针对图2所示三相绕组的一种可能的内部接线原理图。如图所示，三个绕组218，220和222的每个绕组的低端接到一个公共节点。如图3中所示，公共节点连接于参考电压VCOMMON。该电压在不同的示范实施例中被设置于不同的电压等级，以便为模拟信号处理器中的一个或多个放大器输出提供适当的偏移，该模拟信号处理器接收三相绕组218，220和222的信号。在图3中还表示有一个原边绕组210，它位于标尺部件204的与三相绕组218，220和222相对的另一端。实际布置中，三相绕组218，220和222沿测量轴相互之间的偏移间距为波长λ的1/3。
图4所示为来自三个接收器信号的振幅，该信号作为测量轴位置的函数是正弦变化的。应当认识到，图4中理想的正弦输出函数实际上是很难得到的，输出的正弦波的偏差中含有相对传感器基波波长的空间谐波。这些空间谐波不仅在诸如测量系统108中大量存在，而且几乎在所有多信号位移传感器中存在，如线性和旋转光学编码器、分解器、同步机、感应式位移传感器等等。空间谐波对于很多这样的设备的精确度来说是一个限制因素，并且精确的装置通常要通过加入特殊的设计部件来减少或消除这些谐波。因此，该实施例中感应电流位置传感器的三相配置相对于其它的传感器实施例有一个很大的优点，就是每个接收器绕组内的谐波信号可以作为位置检测误差被大量地消除。
例如，按照图5所示连接接收器绕组的输出可以消除三次谐波，图5中三个绕组被联结为星型结构，并且用来确定位置的信号由星形角上取得。下面的方程式概述了三次谐波成分是怎样通过原边三相信号的适当结合而消除的，原边三相信号分别用UR，US和UT表示。
假设每一相未经处理的信号当中都包含正弦基波信号和三次畸变信号，并且在三相当中具有相同的幅度，那么UR=A0sin(2πxλ)+A3sin(2π3xλ)]]>US=A0sin(2πx+λ3λ)+A3sin(2π3(x+λ3)λ)]]>=A0sin(2πxλ+2π3)+A3sin(2π3xλ+2π)]]>=A0sin(2πxλ+2π3)+A3sin(2π3xλ)]]>UT=A0sin(2πx-λ3λ)+A3sin(2π3(x-λ3)λ)]]>=A0sin(2πxλ-2π3)+A3sin(2π3xλ-2π)]]>=A0sin(2πxλ-2π3)+A3sin(2π3xλ)]]>当上面列出的信号在相互运算中恰好以成对方式相减时，该运算能够从最后所得的信号中消去三次谐波，如下面方程所示VR=UT-US=A0(sin(2πxλ-2π3)-sin(2πxλ+2π3))=A03cos(2πxλ)Eq.1]]>VR=UR-UT=A0(sin(2πxλ)-sin(2πxλ-2π3))=A03cos(2πxλ-2π6)Eq.2]]>VT=US-UR=A0(sin(2πxλ-2π3)-sin(2πxλ))=A03cos(2πxλ+2π6)Eq.3]]>
通过在UR，US和UT的适当信号对之间取得差动信号的测定值，本发明可以执行对应于前面方程的运算以确定VR，VS和VT的信号值。因此，正如下面更加详细描述的，本发明对抑制差动信号输入中含有的共模三次谐波特别有用。
图6所示为依据本发明组成的一个模/数转换器的示范实施例框图，如图所示，输入到示范性模/数转换器300的信号，用差动输入Ph0+和Ph0-，差动输入Ph1+和Ph1-以及差动输入Ph2+和Ph2-来表示。如图6所示，模/数转换器300通过一个并行、差分输入以及单独的斜波转换器来实现，该斜波信号转换器有两个与差动输入脚相匹配的比较器。因此，来自三相的6个输入接至6个比较器301至306。每个输入信号Ph0+、Ph0-、Ph1+、Ph1-、Ph2+、Ph2-分别接至比较器301、302、303、304、305以及306的正相输入端。每个比较器301至302的反相输入端，接至斜波发生器310。与模/数转换器300相关的斜波发生器310的详细工作情况将在下面参照图8和图9详细描述。
六个比较器301至306的输出接至三个逻辑/计数电路330至332。更具体地，比较器301和302的输出接至逻辑计数器330，而比较器303和304的输出接至逻辑计数器331，并且比较器305和306的输出接至逻辑计数器332。一个临时时钟还为每一个逻辑计数器330，331以及332提供输入。一个或多个逻辑/计数器电路330-332与临时时钟320一起工作构成了一个数字的差动值确定电路。逻辑计数器330提供输出信号Ph0out，而逻辑计数器330提供输出信号Ph1out，并且逻辑计数器332提供输出信号Ph2out。每个逻辑计数器的输出等于正计数器输出减去反相计数器输出，因此输出Ph0out等于[CNT0+]-[CNT0-]，而输出Ph1out等于[CNT1+]-[CNT1-]，并且输出Ph2out等于[CNT2+]-[CNT2-]。
正如前面讨论的，本发明的系统和方法对抑制差动输入信号中含有的共模三次谐波非常有效。在一个系统的实施例中说明了这种用途，参见图5，三相绕组的三个输出(US，UT，和UR)中的每一个输出作为图6中示范模/数转换器300的两个输入信号。特别地，反向差动输入Ph0-和正向差动输入Ph1+的都由输出US提供，而反向差动输入Ph1-和正相差动输入Ph2+的都由输出UT提供，并且反向差动输入Ph2-和正向差动输入Ph0+的都由输出UR提供。
参考前面讨论过的方程式Eq.1-3，应当认识到，当反向差动输入Ph0-和正向差动输入Ph1+的都由信号US提供，而反向差动输入Ph1-和正相差动输入Ph2+的都由信号UT提供，并且反向差动输入Ph2-和正相差动输入Ph0+的都由信号UR提供时，那么，输出Ph0out对应于VR，而输出Ph1out对应于VS，并且输出Ph2out对应于VT。因此，应当认识到，示范性的模/数转换器300总体上适用于抑制差动输入信号中含有的共模三次谐波，并且尤其适合用来抑制由三相位移传感器输出的差动输入信号中含有的空间三次谐波，比如编码器、分解器等等。
如上面所描述，应用完全差分电路信号处理技术能够消除具有差动输入的系统中的共模三次谐波的畸变。即使该电路的工作需要符合不同的便携式和手持式装置的电源电压的限制要求，这些技术仍然使应用符合本发明的系统和方法的电路的测量具有最高的精确性。正如下面将要详细论述的，本发明的一个目的在于使用一种低功率低电压系统，该系统适用差动测量并保持着差动测量的优点，并且得到多个并行的差动信号，例如上面描述的示范性的三相传感器配置需要的那样。本发明中的模/数转换器也是向那个设计目标迈进的。
在一个应用中，本发明的模/数转换器可以应用于手持位移测量装置，这种装置工作由1.5V的一只手表电池或太阳能电池供电，其整个测量装置电流消耗低至5mA。因此，本发明的模/数转换器可以由一只1.5V的手表电池或太阳能电池供电，并且可以将电流降到5mA的几分之一。由于下面将要描述的那些原因，通过应用完全差分电路，由1.5V电源供电以及使用带电压调压器的NMOS开关，本发明中的系统和方法将电流消耗最小化，并将其所包括的模拟电路的动态范围最大化。
图6中的斜波模/数转换器可以通过相对较简单的电路来实现，其体积也因此而减小。对于本发明所要求的成本和封装尺寸来说体积小是一个优势。由于斜波需要固有的时间来传输，所以斜波本身的特性限制了系统的工作速度。但是，由于不同的便携式和手持式测量装置(例如电子卡钳)在信号处理中，高速工作并不是一个关键的要素，因此这种设备对在低电压下工作的、体积小的低功率低速系统提供了一个有效的折衷方式。对于很多便携式测量系统的采样速度，主要应考虑采样频率足够高来避免人眼察觉到显示闪烁。在一个实施例中，每秒10个采样(因此每个采样大约有100ms的处理时间)的采样率足以打消这种顾虑。
如图6中说明的，在一个实施例中，本发明通过一个并行的、单独的斜波模/数转换器来实现，该斜波信号转换器每一个差动对信号通道有两个比较器(每个对应差动信号对中的一个信号)。在这个实施中，所有三相的比例因子配合得非常恰当。而且，本实施中的模/数转换器还可以扩展为同时处理两个标尺。正如下面将要详细论述的那样，为了限制斜波发生器中充电电路中的充电电容的体积，在信号转换过程中采用一个临时高速时钟。一个1MHz的时钟可以在一个2.048毫秒执行中提供12位(2048乘以2)的分辨率。
图6的实施还允许对差动信号，甚至是对多组的差动信号，并行处理。这相对于将完全差动信号输出转变为单端信号的系统，具有明显的优势，因为这种处理经常会引入有害的二次谐波畸变。这类系统中的二次谐波畸变在不同应用中会产生很大的测量误差。例如，如果方程式Eq1-3中的VR，VS和VT由于信号处理而含有二次谐波畸变(方程式Eq1-3中未示出)，那么以VR，VS和VT为基础的位移测算可能会产生误差。因此，二次畸变的引入是极不受欢迎的，本发明提供了一种方法，这种方法是以差动信号而不是单端信号的方式来处理信号，这样就避免了不受欢迎的二次畸变的产生。
图7A所示为在典型的斜波信号中产生的二次畸变图。如图所示，对于低电压的芯片斜波信号可能会有一些畸变，这是因为动态范围是有限的。图7B所示为根据本发明使用的斜波的模/数转换器中可能出现的对称三次畸变图。因为本发明的模/数转换器是完全差动的，所以二次畸变被有效地转换为所示的非线性形式的三次畸变。
依据本发明的系统和方法的电路在许多重要应用方面都有着很大的优点，因为二次谐波类型的信号畸变基本被避免了，而有限的由该电路引入的三次谐波类型的信号畸变将会很容易地被接下来信号处理消除掉。例如，回到前面讨论过的一个系统，图3中三相绕组的三相输出(US，UT和UR)中的每一个输出用来提供图6中示范性的模/数转换器300的两个输入信号，并且输出Ph0out对应于VR，而输出Ph1out对应于VR以及输出Ph2out应于VT，让我们现在假设方程式Eq1-3中的信号VR，VS和VT的每一个都含有前面被忽略的由示范性的模/数转换电路300的信号处理电路新引入的共模三次谐波畸变。这种畸变由下面的方程式来代表，在这里符号a3是三次谐波畸变的幅值。VR-distort=VR+a3cos(2π·3xλ)Eq.4]]>VS-distort=VS-a3cos(2π·3(xλ-16))=VS-a3cos(2π·3xλ-π)Eq.5]]>VT-distort=VT-a3cos(2π·3(xλ+16))=VT-a3cos(2π·3xλ+π)Eq.6]]>特别地，在一些由三相信号，例如VR，VS和VT，来测定位移的应用中，或者是便于或者有必要执行某些运算，从三相信号中产生的正交信号，也就是具有正弦和余弦关系的信号。这些信号可由如下公式确定QSINE=13(VS-distor+VT-distor)Eq.7]]>=13[VS-VT-a3[cos(2π·3xλ-π)-a3cos(2π·3xλ+π)]]Eq.8]]>=13(VS+VT)Eq.9]]>QCOSINE=-13(2VR-distort-VS-distort-VT-distort)Eq.10]]>=13[2VR-VS-VT-a3[2cos(6πxλ)+cos(6πxλ-π)+cos(6πxλ+π)]]Eq.11]]>=-13(2VR-VS-VT)Eq.12]]>应当认识到，与三次谐波信号处理畸变相关的畸变项已经被方程式7-12的运算消掉了，基于方程式7-12的位移测定结果中已经没有由信号处理引入的共模三次谐波误差了。因此，还应认识到，与本发明相关的对信号处理特性的特殊的合并，在那些根据本发明系统和方法使用信号处理和计算来去掉三次谐波信号畸变的多种电路的应用中具有特殊优点，尤其在那些基于三相传感器信号测定位移的应用中更具优点。
图8所示为逻辑电路400的方框图，用以说明图6中模/数转换器300三相中一相的信号处理。比较器401和402代表301至306中的一对比较器，并且输入信号IN+和IN-代表某相信号Ph0，Ph1，和Ph2中之一的正向部分和反向部分。信号RAMP为比较器401和402提供反向输入。该斜波信号由电流发生器410提供，这将在下面的参考图10进行详细说明。电流发生器410的输入是参考信号VREF和信号ON。参考信号VREF控制电流发生器410，由此也控制了斜波电流以及比例因子。在不同的实施例中，VREF直接由整个系统的电源取得(使用一个分压器)，并且整个测量系统的比例因子(每个来自发送器的信号的峰-峰计数)也因此独立于系统供电电压的变化，下面将对其进行详细描述。在一个1.5V系统的实施例中，参考信号VREF为0.75V，或者说是电源电压的一半。
一个电容CR连接于电流发生器410和地之间，由信号RST控制的开关SW1连接信号RAMP至信号REFL。信号RAMP复位至信号REFL，信号REFL用以选择输入信号范围的最小值，为了节省时间(和减小电流)不选择复位到地电位。在一个1.5V系统的实施例中，具有最大750mV的信号范围(通常为600mV)，信号REFL设置为大约375mV。
比较器401的输出信号CMP+用以提供异或门430和DFF块460的输入。类似地，比较器402的输出信号CMP-用以提供异或门430和DEF块460的输入。异或门430的输出信号COUNT用以提供与门440的输入，与门440的第二个输入是时钟发生器420产生的信号CLK。时钟发生器接收输入信号ON。在下面将参见图11详细讨论时钟发生器，与门440的输出连接至一个11位的计数器450。计数器450的输出是信号OUT。DEF块460的输出是信号SIGN。信号SIGN为计数器450的11位的输出增加了一个附加位，因此构成了逻辑电路400的全部12位输出。
应当认识到图8中的逻辑电路400只是作为一个示范实施例来展示的。一个特别的设计可选方案是每一相用一个计数器，或者每一相用带两个寄存器的计数器。最佳方案应当根据电路体积和电流消耗的要求来选择。总的来讲，振荡器和计数器的电流消耗占整体电流消耗的主要部分。
在图8逻辑电路400的特殊实施例中，计数器450可以是脉动计数器，因为脉冲计数器减少了触发器的个数，因此通常它的电流消耗量很小。为减少寄存器的个数，计数值存储在计数器本身中。应当注意到，这里并不需要减法电路。正负号信号SIGN存储在一个单独的寄存器中。这些可选设计方案的最终结果形成了一个高效电路，这不仅表现在减小体积方面还表现在降低电流消耗方面。但是，应当认识到，这只是一个示范性实施例，很明显还可以选择其它设计方案。
还是在图8逻辑电路400的实施例中，比较器可以以任何适于在低电压低功率工作的方法来实现。可以使用低功率工作的放大型比较器或者动态比较器。读者可以查阅由John Willy和Sons公司1977年出版、David Johns和KenMartin所著的《模拟集成电路设计》中“比较器”章节。具有开关电容器输入的比较器具有将输入电压存储在输入电容上的优点，这样也就允许模拟信号处理电路的前级关断，因此而节省电能并且有助于消除比较器偏移。在一个使用具有内部开关电容器输入的实施例中，当处于复位期间时，通过内部可转接的将电容器刚好连接于输入信号的输入，并且就在输入信号开始转换之前，输入信号的输入受开关控制被切断，并且在输入信号开始转换后，斜波信号受开关控制被连接到输入电容。总的来讲，因为比较器是相同的，所以任何延迟或寄生效果都不会影响到精度，而且低电压低功率比较器设计的选择并不关键。
图9A和9B是说明图8中逻辑电路400的工作时间矢量图，图9A中说明了一个正计数器的输出值的例子，而图9B中说明了一个负计数器的输出值的例子。
正如图9A中说明的，在一个时刻T0所有信号都是低电位。在一个时刻T1信号ON变为高电位，同样信号RST也变为高电位。参考图8，信号ON触发了电流发生器410和时钟发生器420，信号RST闭合开关SW1以便连接电流发生器410的输出，由此信号RAMP被连接到信号电平REFL。因此，信号RAMP升高到信号电平REFL。
在某一时刻T2，信号RST变为低电位。参见图8，这时开关SW1打开并且使信号RAMP由电流发生器410驱动呈线性比例增加。在时刻T3，信号RAMP超过了比较器402的输入电平IN-，并且比较器402的输出信号CMP-变为高电位。这个跳变也引起了异或门430的输出COUNT变为高电位。继而与时钟发生器输出信号CLK一起导致该计数器450开始计数。
在某一时刻T4，信号RAMP超过了比较器401的输入电平IN+，这使比较器401的输出变为高电位，因此使异或门430的输出COUNT变为低电位，该低电位通过与门440使计数器450停止计数。在时刻T5，信号ON变为低电位并且信号RAMP停止增长。
正如前面的描述，图9A中所示时序使计数器450产生一个数字值，该值代表着模拟信号电平IN+和IN-之间的差异。DEF块460的输出信号SIGN保持低电位，这种现象表明数字输出为正向计数器的输出值。这种方法为得到差动模拟信号之间差动的数字输出提供了一种手段。
图9B与图9A相似，其不同之处在于图9B说明的是反向计数器输出值电路的功能。除去IN+和IN-互换以外，所有的信号电平与图9A相同。因此，在T3时刻信号RAMP超过信号IN+的电平，使比较器401的输出CMP+变为高电位，并且启动计数器450。在时刻T4，信号RAMP超过了信号IN+的电平，因此使比较器401的输出CMP+变为高电位。这使异或门430的输出COUNT变为低电平，并且停止计数。在图9A和图9B中一个重要的不同是图9B中T4时刻DEF块460的输出SIGN变为高电位。高电位的信号SIGN是逻辑电路的指示，它表明计数器450的数字值为一个反向计数器的输出值。
图10和图11分别是图8中电流发生器410和时钟发生器420的方框图。针对这些电路的设计，选用了某些部件以减少整个系统对工艺参数的敏感程度。更特别地，通过在斜波发生器和时钟发生器中使用相同类型的电容，并且用比例偏置电流对它们进行充电，系统的比例因子设置成与工艺参数无关。
图10所示为图8中用以产生ADC斜波信号的电流发生器410的框图。运算放大器510的正向输入端接入参考信号VREF。放大器510的输出接至电流镜512，电流镜512还接有电源电压VDD。电流镜512通过电阻RR与地相连，并且电阻RR和电流镜512之间的节点连接到放大器510的反向输入端。电流镜512的输出OUT提供了一个等于IR1的电流值，该值与通过电阻RR的电流IR相镜像。电流镜512的输出连接到电容器，电流镜512的输出OUT还通过开关SW5连接到信号REFL。输出信号OUT提供了斜波信号RAMP。
图11所示为图8中时钟发生器420的一个示范实施例框图。如图所示，电流镜520第一分支通过电阻RC1连接到电源电压VDD，并在电流镜中建立了电流iC1。电阻RC1和电流镜520的第一分支之间的节点决定信号VTH＝VDD-(RC1*iC1)。电阻RC1和电流镜520第一分支形成一个电流设置电路515。电流镜520的第二分支连接于比较器530的正向输入。比较器530的正向输入信号标识为信号RAMP1。比较器530的正向输入还通过开关SW3连接到电源电压VDD。开关SW3由来自逻辑电路550的信号SIG3控制。比较器530的正向输入还通过电容CC2连接到地，开关元件SW3，电容CC2和电流镜520的第二分支一起构成了斜波电路的525。比较器530的反向输入端接入电压信号VTH。比较器530的输出连接到逻辑电路550。
比较器540的输出也连接到逻辑电路550。与比较器530相似，比较器540的反向输入端接入电压信号VTH。比较器540的正向输入端通过电容CC4连接到地。电流源560也连接到比较器540的正向输入端。开关SW4也将比较器540的正向输入端连接至电源电压VDD。开关SW4由来自逻辑电路550的控制信号SIG4控制。比较器540的正向输入信号标识为RAMP2。逻辑电路550的输出是时钟信号CLK。开关元件SW4，电容CC4和电流源560构成斜波电路535。
图12所示为图11的时钟发生器420的工作时序图。如图所示，在T0时刻RAMP1和RAMP2都是高电位，时钟信号CLK是低电位，T1时刻，时钟信号CIK变为高电位，该信号使斜波信号RAMP1以线性坡度由电源电压VDD向下转变。在T2时刻，斜波信号RAMP1达到信号电平VTH，该电平使电容器530的输出530A跳变。输出530A的跳变引起逻辑电路550跳变。因此，在T2时刻，逻辑电路550将时钟信号CLK变为低电位。这还使逻辑电路550跳变信号SIG3，以便闭合开关SW3并且将信号RAMP1接至电源电压VDD。信号SIG4也发生跳变以便断开开关SW4，因此使信号RAMP2以线性坡度由电源电压VDD向下转变。
在T3时刻，信号RAMP2到达电位VTH，因此引起比较器540的跳变，比较器540的输出540A的跳变引起逻辑电路550跳变其输出信号。因此，逻辑电路550将控制信号SIG3跳变为低电位，控制信号SIG4跳变为高电位，以及时钟信号CLK跳变为高电位。控制信号SIG3的低电位跳变断开开关SW3，由此使比较器530的输入信号RAMP1开始以线性坡度向下转变。控制信号SIG4的高电位跳变闭合开关SW4，因此将比较器540的正向输入信号RAMP2连接到电源电压VDD。
在时刻T4类似地重复与T2时刻发生的过程。因此，当开关SW3闭合，信号RAMP1转变为电源电压VDD，当开关SW4断开，信号RAMP2以线性坡度向下转变，时钟信号CLK也跳变为低电位。
图13所示为一个示范实施例电路的详细原理图，它能够提供图11中时钟发生器的功能。正如图13中所示，根据其功能的不同部分，电路的不同部分对应电路图11中的时钟发生器的不同部件。然而，正如下面将要详细描述的，图13的两个PMOS晶体管M17和M18，以及两个NMOS晶体管M11和M12以非常规的组合形式实现了图11中常规比较器530所提供的功能。同样，正如下面将要详细描述的，两个PMOS晶体管M23和M24，以及两个NMOS晶体管M21和M22以非常规的组合形式实现了图11中常规比较器540所提供的功能。
图13中还表示了斜波电路525和535，正如图13中所示，斜波电路525包括一个PMOS晶体管M15和NMOS晶体管M10，以及电容CC2。斜波电路535包括PMOS晶体管M19，NMOS晶体管M20，以及电容器CC4。
图13中还示出了逻辑电路550。如图所示，逻辑电路550包括5个非门U4、U5、U10、U11和U12，还有两个或门U6和U7，以及电容CC3。图13中还说明了一个电流设定电路515的示范实施例，该电路整体地连接于一个比较器控制电路590，它是针对本发明的系统和方法的可用的电路。比较器控制电路590(图11中未示出)包括一个PMOS晶体管M13，以及一个NMOS晶体管M9。如图所示，电流设定电路515以电流镜像的组合形式连接到比较器控制电路590。如图所示，电阻RC1通过PMOS晶体管开关M3连接至电源电压VDD，并且它还连接到NMOS晶体管门M8。基于晶体管门M8的工作特性，这种组合方式决定了在连接到门M8的电路节点的门限电压VTH，以及电路调节电路515的电流ic1，它们满足VTH＝VDD-(RC1-ic1)的条件。如图13所示电流ic1由NMOS晶体管M9所镜像。因此，流过比较器控制电路590的PMOS晶体管M13的电流，也被设定在电流ic1的等级，该电流连接于晶体管M9。该电流等级对晶体管M13进行设定，以便晶体管M13的门限电压对应于所选用的晶体管M13的工作特性和电流ic1的级别被设定在一个级别上。如图13所示，PMOS晶体管M17和M23，以一种电流镜像的方式连接于晶体管M13，它们的容量是晶体管M13容量的两倍，也因此被设定为2*ic1的电流接别。而且，连接于M17的NMOS晶体管M11在容量上是晶体管M9的两倍，并且晶体管M11的电流级别设定在由M17所建立的2*ic1上。基于通过晶体管11的电流密度，晶体管M11被控制来呈现门限电压VTH。晶体管M11也因此有效地起到比较器输入信号的作用，该比较器开关门限电压为VTH。应当认识到，比较器540中晶体管M23、M24、M21和M22的作用与比较器530中M17、M18、M11和M12对应相同。
图13还进一步表明，PMOS晶体管M10和M20也被以电流镜像组合方式连接到晶体管M8。它们的容量是晶体管M8的两倍，并且因此被设定为2*ic1的电流级别。PMOS晶体管M10和M20分别用于确定电容CC2和CC4的放电电流ic2和ic4。因此，在图13的时钟电路420的示范性实施例中，放电电流ic2和ic4分别被控制在电流设定电路515中电流ic1的两倍。
应当认识到，根据前面的讨论，每个比较器的门限电压VTH最后以一个公共信号来控制，该公共信号由电流设定电路515的特殊特性所决定。正如下面更详细讨论的，对于符合本发明的系统和方法的不同实施例，这是一个电路工作的重要方面。进一步讲，即使晶体管M10和M20被设定为特定的晶体管容量，也应当认识到，放电电流ic2和ic4也还是被确定VTH的公共信号控制着，即由电流设定电路515的特性决定。正如下面将要详细描述的，对于符合本发明的系统和方法的不同实施例，这也是一个电路工作的重要方面。
图13中还表示了各种其它部件，包括一个PMOS晶体管M25，MMOS晶体管M4和M14，非门U14以及或门U8，晶体管M25和M4和非门U10及电容CC3一起，为时钟开启时的正确初始化提供了一个延时。
图11中所示的时钟发生器420和图13所示的时钟发生器420的实施例都是双斜波电流驱动振荡器。参见图13，因为电容CC2和CC4是以2ic1的速率放电，放电电流分别受晶体管M10和M20的镜像电流密度控制，放电速率是dvdt=2·ic1CC=2·(VDD-VTH)RR1·CC]]>这里CC＝CC2或CC4其中的适当值因为放电发生在VDD至VTH的范围内，时钟周期将由下式确定Tclk=2·VDD-VTHdvdt=(RR1CC)]]>例如当RR1＝2MΩ以及CC＝0.5PF时，Tclk＝1uSec因此，应当认识到，图13中细化的电路是对图11-12中所描述的电路概念的一个简单和精巧的实现，这样使时钟频率实际上独立于电源电压的波动和晶体管的工艺参数。特别是通过上述的镜像技术，比较器530和540的脱扣点电压以及在比较器530和540中的控制时钟斜波信号的放电电流都是基于一个公共信号控制的，这样使所有的供电电压的波动以及晶体管参数的不同成为一个共模因素，这种因素在正常工作时不会在实质上影响时钟的周期。因此，如上所述，时钟周期只由相关的电阻和电容决定。
除了对时钟发生器部件的计算，分析与本发明系统和方法相对应的ADC整体比例因子的方程也是很有用的。首先，参考图10中所示范的电流发生器410，在与本发明系统和方法相对应的不同示范实施例中，模/数转换器的单斜波信号的充电速度由偏置电路电阻RR1、电压电平VREF和斜波电容CR来确定。
相关单斜波充电速率的计算方程表示如下(dvdt)ADC=iR1CC=VREF(RRCC)]]>如果图13中的示范时钟电路420与示范单斜波电流发生器410一起应用，整个ADC的比例因子将为SFADC[countsVolt]=1Tclk(dvdt)ADC=1VREF·RRCC(Rc1CC)]]>如上面方程式所表明的，时钟周期、单斜波充电速率以及整体ADC比例因子的关系，有两个重要优点。第一，如果时钟的电阻和电容以及ADC斜波信号发生器的电阻和电容以类似的方式制作于一块集成电路上，元件的特性将会总体上均衡匹配，并且比例因子将与制造过程中的工艺的不同无关。而且，应当认识到，当电路工作时，比例因子将很大程度上独立于环境变化，正如上面所描述的，因为根据元件的设计和制作，决定比例因子的元件的工作特性在总体上也是均衡匹配的。
第二，因为传感器信号与电源电压成正比，通过由整个系统的电源直接取得VREF(使用分压器)，系统的比例因子(对每个来自传感器的差动信号的峰一峰值计数)将会与系统电源电压的变化无关。因此，正如上面的描述，所有电源电压的变化、晶体管参数的变化、以及无源部件参数的变化成为共模因素，这些因素不会从实质上影响与本发明系统和方法相对应而建立的电路的测量精度。
对于本发明的整个系统的另一个考虑是模/数转换器的信号衰减。因为在转换期间，输入信号储存在比较器的输入电容中，比较器开关的泄漏电流会引起模/数转换器的信号衰减。偏置电路中的泄漏电流可以改变模/数转换器充电速率和模/数转换器的比例因子。正如技术上已知的，引起MOS晶体管中的泄漏电流的原因至少有两种。第一个原因是指漏极/源极P-N节逆向电流。第二个原因是指亚阈值电导，根据这一点，如果VGS接近于零或稍低于零，亚阈值漏电流等于(大于)D/S节泄漏电流。使用非最小长度的MOS开关以减小亚阈值电导。
针对泄漏电流的影响，本发明的模/数转换器由许多优点。一个优点是模/数转换器比较器的泄漏电流的影响可以被完全消除掉，因为设计在本质上是完全差动的；另外，如上面所描述的那样，虽然依附于电压的泄漏会普遍地引入二次畸变，但是本发明的完全差动特性会将这种二次畸变有效地转化为三次畸变，而三次畸变在使用连接三相传输系统的模/数转换器时不会引入位置误差。
对于根据本发明实现的特殊的电路特性，在一个与本发明的系统和方法相对应的6通道ADC(6对完全差动信号)的示范实施例中，该电路适于使用1.5V电源以及上述的三相传感器，其电流的平均消耗为0.8MA，并且根据常规的硅IC布置，示范性的ADC可以在大约0.8平方毫米的区域实现。
图14所示为符合本发明的一个整体测量系统600的实施例。如图所示，多路输入转接器610的输入继续使用三相位置传感器提供的示范输入，并接收标尺A、B和C的输入以及参考信号REF0和REF1。多路转接器610的三个输出连接到三个驱动器620-622。三个放大器620-622的三个输出连接到多通道转接器630。多通道转接器630的6个输出连接到6个积分电路分区640-645，积分电路分区640-645的每一个输出都连接到6通道模/数转换器的一个通道660-665。6通道模/数转换器接收一个来自斜波发生器650的斜波信号。6个通道的输出是输出信号OUT0-OUT5，它们是对每两个标尺的与三相相关的测量。
图14中测量系统600的实施例非常省电。驱动器620-622是BICMOS驱动器，该系统被设计用来进行不平衡误差校正，在其中多路输入转接器610接收来自两个芯片参考信号作为输入，包括偏移校正的零信号REF0和完成不平衡校正的全范围参考信号REF1。在一个实施例中，每秒进行一次误差校正(在信号REF0和REF1之间变化)。
图15所示为图14中测量系统600工作的时间矢量图。如图15中所示，标尺A和B的采样在同一时刻(385uS)被均分。这样保证在使用由三相位置传感器提供的输入进行位置计算时有最小的由速度引入的误差。对于每次显示更新，正如这里所引作参考的文献中描述的原因，两个标尺为一套进行采样A和B或A和C。
应当认识到，针对图6-15所述的所有电路，或部分电路，适于集成在一块集成电路中制造，该电路还可以进一步包括针对图2中的至少一部分电路。而且，虽然针对图6-15所描述的电路对于低功率低电压工作有特殊优点，应当看到，与本发明系统和方法相对应的电路在制作用于高电压电平工作时还保持优点。更进一步，对应于本发明系统和方法实现的电路，适合工作于低压电源的低压电平，如1.35V、1.5V、3V或3.5V。也适合工作于至少高于上述三到五倍的工作电压，该工作电压仅受制造电路工艺对电压的限制，再进一步，这里所述的许多概念和电路部分非常易于进行单独或不同组合，因此，虽然已经对较优实施例和其它有限的示范实施例以及一些变化进行了说明和描述，应当认识到，还可以在不离开本发明精神和范围的情况下进行不同的变化。
权利要求
1.一个信号处理系统，它适用于处理低功率测量装置的传感器信号，该信号处理系统包括；一个用于产生ADC斜波信号的参考信号发生器；两个或两个以上差动信号通道，每个差动信号通道包括一个第一比较器，它包括一个第一输入，一个第二输入以及一个输出，第一比较器的第一输入接收一对差动信号的第一信号，第一比较器的第二输入接收该斜波信号，第一比较器输出一个基于第一和第二输入信号的第一比较器输出信号；以及一个第二比较器，它包括一个第一输入，一个第二输入以及一个输出，第二比较器的第一输入接收该对差动信号的第二信号，第二比较器的第二输入接收该斜波信号，第二比较器输出一个基于第一和第二输入信号的第二比较器输出信号；以及一个或多个数字差动值测定电路，它用于接收至少一个差动信号通道的第一比较器的输出信号和第二比较器的输出信号，并且测定代表该对差动信号之间差异的数字值，该对差动信号是由至少一个差动信号通道接收的；其中信号处理系统在低电压电源下工作，它可以处理至少两个并行的差动信号通道的信号并且测定相应的并行数字值。
2.根据权利要求1的信号处理系统，其中信号处理系统能够在提供低于3.5V电压的低电压电源下工作。
3.根据权利要求1的信号处理系统，其中信号处理系统能够在提供低于1.75V电压的低电压电源下工作。
4.根据权利要求1的信号处理系统，其中信号处理系统在便携式低功率低电压电源下工作。
5.根据权利要求4的信号处理系统，其中便携式低功率低电压电源包括至少一个电池或一个太阳能电池。
6.根据权利要求5的信号处理系统.其中电池包括一个3V的硬币型电池，一个3V的钮扣型电池，一个1.5V的硬币型电池，和一个1.5V的钮扣型电池中的至少一个。
7.根据权利要求4的信号处理系统，其中便携式低电压低功率电源包括便携式测量装置的电源，该装置包括该信号处理系统，而且在正常工作期间，便携式低功率低电压电源为便携式测量装置供给10mA或小于10mA的整体平均电流。
8.根据权利要求1的信号处理系统，其中至少参考信号发生器、差动信号通道以及数字差动值测定电路制作于集成电路中一块单独的硅衬底上。
9.根据权利要求8的信号处理系统，其中至少一个数字差动值测定电路包括至少一个时钟电路，该电路制作于集成电路中一块单独的硅衬底上；构成这种时钟电路，使时钟电路中至少一个比较器的脱扣点电压以及输入到该比较器的时钟斜波信号的电压变化速率都由一个公共信号控制，并且在正常工作时供给时钟的电压波动不会在实质上影响时钟周期。
10.根据权利要求9的信号处理系统，其中时钟电路还包括至少一个电阻，其阻值是公共信号的主要决定因素，以及包括至少一个电容，其电容值是时钟斜波信号电压变化速率的主要决定因素；该参考信号发生器包括至少一个电阻，其阻值是产生ADC斜波信号的第一决定因素，以及包括至少一个电容，其电容值是产生ADC斜波信号的第二决定因素；以及其中，信号处理电路的一个比例因子主要被作为公共信号的主要决定因素的电阻值、作为时钟斜波信号电压变化速率的主要决定因素的电容值、作为产生ADC斜波信号的第一决定因素的电阻值、作为产生ADC斜波信号的第二决定因素的电容值合在正常工作期间提供给参考信号发生器的电压值所影响。
11.根据权利要求10的信号处理系统，还包括一个电源，它能够为参考信号发生器正常工作期间提供第一个电压电平，并且能够为传感器提供一个正比于第一个电压电平的第二电压电平，该传感器测定正常工作期间由信号处理系统接收的至少一对差动信号；其中信号处理电路的比例因子和由传感器测定的差动信号的信号幅值会依据电源电压的不同成比例改变，这样包括信号处理系统和传感器的测量装置的整个测量精度，在正常工作期间对供电电源电压改变基本不敏感。
12.根据权利要求1的信号处理系统，其中至少有一个数字差动值测定电路，包括至少一个制作于集成电路中一块单独的硅衬底上的时钟电路，时钟电路可以控制在一个周期的起始开始工作，在这个周期期间至少一个数字差动值测定电路测定了代表该对差动信号之间差异的数字值，并且控制在这个周期结束时停止工作。
13.根据权利要求1的信号处理系统，其中至少一个数字差动值测定电路，包括至少一个可以输出重复的时钟周期的时钟电路，以及包括至少一个计数器电路，对应于每个对重复的时钟周期计数的至少一个差动信号通道；数字差动值测定电路基于差动信号通道的第一比较器输出信号开始对重复的时钟周期计数；以及数字差动值测定电路基于差动信号通道的第二比较器输出信号结束对重复的时钟周期计数；其中代表该对由差动信号通道接收的差动信号之间差异的数字值是基于对重复的时钟周期计数。
14.根据权利要求1的信号处理系统，其中由参考信号发生器产生的ADC斜波信号，包括线性单斜波参考信号。
15.根据权利要求1的信号处理系统，其中至少一对差动信号取决于包含在低功率测量装置中的一个传感器的工作，这个低功率测量装置还包括信号处理系统，并且能够基于数字值测定一个测量。
16.根据权利要求15的信号处理系统，其中至少两个差动信号通道由至少三个差动信号通道组成，传感器包括一个三相位移传感器，以及至少一个用以测定至少三个数字值的数字差动值测定电路，这里的至少三个数字值代表着至少三对差动信号之间的差异，这里的至少三对差动信号由至少三个差动信号通道接收，并且至少三个数字值进一步被处理以确定位移测量结果，该结果至少不受三次谐波空间畸变和三次谐波信号处理畸变中至少一个的影响。
17.根据权利要求16的信号处理系统，其中传感器是一个感应式位移传感器，例如是线性、角度或旋转类型的传感器。
18.根据权利要求17的信号处理系统，其中低功测量装置是一个手持式便携测量装置。
19.一个信号处理系统，它适于处理低功率测量装置中的传感器信号，该信号处理系统包括一个用于产生ADC斜波信号的参考信号发生器；一个或多个差动信号通道，每个差动信号通道包括一个第一比较器，它包括一个第一输入，一个第二输入以及一个输出，第一比较器的第一输入接收一对差动信号的第一信号，第一比较器的第二输入接收斜波信号，第一比较器输出一个基于第一和第二输入信号的第一比较器输出信号；以及一个第二比较器，它包括一个第一输入，一个第二输入以及一个输出，第二比较器的第一输入接收该对差动信号的第二信号，第二比较器的第二输入接收斜波信号，第二比较器输出一个基于第一和第二输入信号的第二比较器输出信号；以及一个或多个数字差动值测定电路用于接收至少一个差动信号通道的第一比较器的输出信号和第二比较器的输出信号，并且测定代表该对差动信号之间差异的数字值，该对差动信号是由至少一个差动信号通道接收的；其中一个或多个数字差动值测定电路包括至少一个时钟电路，该时钟电路的构成使得对于时钟电路中的至少一个比较器，比较器的脱扣点电压以及输入到该比较器的时钟斜波信号的电压变化速率都是由一个公共信号控制的，这样在正常工作时，时钟电源电压的变化不会在实质上影响时钟周期。
20.一种信号处理方法，它适于处理低功率测量装置的传感器信号，该信号处理方法包括产生一个ADC斜波信号；对于至少两个差动信号通道的每个通道；差动信号通道的第一比较器的第一输入接收一对差动信号的第一信号，差动信号通道的第一比较器的第二输入接收该斜波信号；第一比较器输出一个基于第一和第二输入信号的第一比较器输出信号；以及差动信号通道的第二比较器的第一输入接收一对差动信号的第二信号，差动信号通道的第二比较器的第二输入接收该斜波信号；第二比较器输出一个基于第一和第二输入信号的第二比较器输出信号；以及根据差动信号通道的第一比较器输出信号和第二比较器输出信号，测定代表差动信号通道接收的每一对差动信号之间差异的数字值；其中执行产生、接收、输出和测定步骤以确定与每个并行差动信号通道相对应的数字值，其中执行产生、接收、输出和测定步骤所使用的电压信号不超过3.5V。
21.根据权利要求20的信号处理方法，其中执行产生、接收、输出和测定步骤所使用的电压信号不超过1.75V。
22.根据权利要求21的信号处理方法，其中信号处理方法还包括重复产生、接收、输出和测定步骤，作为在便携式低功率低电压电源下工作的测量装置工作的一部分。
23.根据权利要求22的信号处理方法，其中执行产生、接收、输出和测定步骤所使用的电压信号不超过便携式低功率低电压电源所提供的电压。
24.根据权利要求22的信号处理方法，其中便携式低电压低功率电源包括至少一个电池或太阳能电池。
25.根据权利要求24的信号处理方法，其中电池包括一个3V的硬币型电池，一个3V的钮扣型电池，一个1.5V的硬币型电池，一个1.5V的钮扣型电池中的至少一个。
26.根据权利要求22的信号处理方法，其中便携式低功率低电压电源为便携式测量装置在正常工作期间提供10mA或更小的整体平均电流。
27.根据权利要求20的信号处理方法，进一步包括至少以一个比较器的工作为基础产生至少一个时钟信号，其中比较器的脱扣点电压以及输入比较器的时钟斜波信号的电压变化速率都是由一个公共信号控制的，这样用于产生时钟信号的电源电压的正常波动不会在实质上影响时钟周期，并且其中的时钟信号用于测定数字值的步骤中。
28.根据权利要求27的信号处理方法，还包括提供用以产生ADC斜波信号的第一电压；为传感器提供正比于第一电压的第二电压，该传感器测定由一个对应的差动信号通道接收的至少一对差动信号；其中与信号处理方法相关的比例因子和由传感器决定的差动信号的信号幅值根据第一和第二电压的比例变化成比例地改变，对于一个包括传感器和作为测量装置一部分的信号处理方法的测量装置，整个测量装置的测量精度实质上对用于提供第一和第二电压的电源的正常变化不敏感。
29.根据权利要求20的信号处理方法，其中测定代表由差动信号通道接收的每一对差动信号之间差异的数字值的步骤包括在周期的开始起动一个时钟信号，在这个周期期间测定一个代表一对由差动信号通道接收的差动信号之间差异的数字值，并且在这样的周期结束时停止该时钟信号。
30.根据权利要求20的信号处理方法，进一步包括产生重复的时钟周期，和测定代表由差动信号通道接收的每对差动信号之间差异的数字值的步骤的方法包括基于差动信号通道的第一比较器的输出信号开始对重复的时钟周期的计数；以及基于差动信号通道的第二比较器的输出信号结束对重复的时钟周期的计数；以及基于对重复的时钟周期的计数，测定由差动信号通道接收的代表该对差动信号之间差异的数字值。
31.根据权利要求20的信号处理方法，其中产生一个ADC斜波信号的步骤包括产生一个线性单斜波信号。
32.根据权利要求20的信号处理方法，其中至少一对收到的差动信号取决于传感器的工作，该传感器包含于一个低功率测量装置中，该低功率测量装置还包括作为测量装置工作一部分的信号处理方法，低功率测量装置能够基于数字值测定一个测量。
33.根据权利要求32的信号处理方法，其中至少两个差动信号通道由至少三个差动信号通道组成，传感器包括一个三相位移传感器，其中测定代表由差动信号通道接收的每对差动信号之间差异的数字值的步骤包括测定至少三个数字值，该至少三个数字值代表由至少三个差动信号通道接收的至少三对差动信号之间的差异，该至少三个数字值还可以进一步被处理以确定一个位移测量，该位移测量至少不受三次谐波空间畸变和三次谐波信号处理畸变中的一个的影响。
34.根据权利要求33的信号处理方法，其中传感器是一个感应式位移传感器，比如线性、角度或旋转类型。
35.根据权利要求34的信号处理方法，其中低功率测量装置是便携式测量装置或便携手持式测量装置中的一种。
36.一种信号处理方法，它适于处理低功率测量装置中的传感器信号，该信号处理方法包括产生一个ADC斜波信号；对于至少一个差动信号通道差动信号通道的第一比较器的第一输入接收一对差动信号的第一信号，差动信号通道的第一比较器的第二输入接收该斜波信号；输出一个基于第一和第二输入信号的第一比较器输出信号；以及差动信号通道的第二比较器的第一输入接收一对差动信号的第二信号，差动信号通道的第二比较器的第二输入接收该斜波信号；输出一个基于第一和第二输入信号的第二比较器输出信号；以至少一个比较器的工作为基础产生至少一个时钟信号，其中比较器的脱扣点电压和输入比较器的时钟斜波信号的电压变化速率都是由一个公共信号控制，这样用于产生时钟信号的电源电压的正常波动不会在实质上影响时钟周期，其中时钟信号用于测定数字值的步骤中；以及根据该差动信号通道的第一比较器的输出信号和第二比较器的输出信号，测定代表由差动信号通道接收的每对差动信号之间差异的数字值，并且产生至少一个时钟信号。
全文摘要
一种低电压低功率信号处理系统和方法适用于低功率和/或便携式测量装置，比如、线性的或角度的编码器、电子卡尺等等。在一个实施例中，模/数转换器通过一个并行、单斜波、在两个差动输入脚每个上有一相匹配的比较器的转换器来实现，它可以通过相对较简单的电路来实现，因此体积小。本系统可以选用具有三相配置的传感器，对于三相配置，优化的信号处理技术能够消除系统中大部分的三次畸变，并且，对于三相配置，本发明的完全差动电路是非常有利的。本发明还可以应用于可以由一只1.5V的手表电池或太阳能电池供电的便携式测量装置，并且该测量装置电流消耗为5mA。通过在斜波发生器和时钟发生器中使用相同类型的电容，并使用比例偏置电流对它们进行充电，以及在时钟和模/数转换器中使用相同类型的电阻和电容，使得系统的比例因子与工艺参数无关。
文档编号H03M1/50GK1427241SQ0214181
公开日2003年7月2日 申请日期2002年7月2日 优先权日2001年7月3日
发明者P·H·马韦特 申请人:株式会社三丰