专利名称：在多路传输和接收中由时空组合编码的数字数据流的迭代编码/译码的方法和系统的制作方法
技术领域：
本发明主要涉及高或非常高位速率的无线电频率传输系统，其可用在移动电话框架中或用在任何环境下电子装置之间的无线电频率链接的同样有希望的领域中。
在上述的应用领域中，进行具有高可靠度和安全性的数字数据传输会遇到主要的困难是通过先前不知道其特性的可变传输信道传输这些数据。传输的数字数据被细分为符号，其包括这些数据位的串，每个符号允许通过该信道传输的载波无线电波的调制。
对可靠的高位速率无线电频率传输过程的非常强烈的需求已经带来了涉及未来一代的TDMA(时分多址)移动无线电通信系统定义和实施的许多研究项目的开始和执行。
我们知道无线电频率传输信道都是频率选择性的，并且是时变的。该时间变化是随着一个或多个用户的移动性和速度而产生的。它们的频率选择性是由射频信号通过多路径传播和接收信号的相消性叠加的条件产生的，该接收信号通过这些不同路径的传播而产生。频率选择性的现象引起了符号间干扰的现象，这不利于其上接收的这些符号的传输和检测。符号间干扰的现象和接收器的复杂性大体上是与传输位速率一起增大的。
上述无线电频率传输信道的这些特定特性总是引起特别精细特制的(particularly subtle tailored)无线电频率接口系统的实现，当寻求具有高谱效率(spectral efficiency)的高位速率传输时这点尤其突出。
然而，先验地被作为是无线电传输信道主要的困难的前述的频率选择性和时变，通过分集性的概念，其已经是迄今为止研究的目标，这一点将在下文说明。
在此方面，C.BERROU，A.GLAVIEUX，P.THITIMAJSHIMA在1993年5月瑞士日内瓦召开的IEEE ICC’93中的一篇标题为“近香农极限误差纠正编码和译码Turbo Codes”的论文中(第1064-1070页)提出了turbo-code的概念。这个概念已经在从理论的角度和实际的角度重新引起了迭代过程的兴趣。
这个概念的显著成功在于其3个特定的方面准随机特性(quasi-randomnature)，几个低复杂度复合代码的拼接，以及通过每个要素代码的加权的输入/输出和可从所有其它代码获得的信息使用优点的迭代译码。
这些概念的提出已经产生了新颖的方法，其在通信理论领域中配合turbo检测的原则。该方法包括来自在接收链中拼接的该组功能中数据或符号中的后信息(posteriori information)的随机回归更新。
由C.DOUILIART，M.JEZECHIEL，C.BERROU，A.PICART，P.DIDIER，A.GLAVIEUX出版的论文中和标题为“符号间接口的相互作用纠正Turbo-Equalization”(本文发表于1995年9月欧洲电信学报第6期第507-511页上)说明了该turbo检测过程。它对“turbo检测原则”概念是非常有利的应用。其针对减少或抑制由无线电传输信道产生的符号间干涉现象。
通过模拟作为非系统的非回归和单位速率的时变回旋代码的符号间干涉的结构，数据的检测和传输信道的译码(同等化，equalization)可用两个格码的串联拼接(serial concatenation)来正式识别。在具有传输信道的正确知识的条件下，这样形成的该集合的最大可能性最优译码然后可由相似于由S.BENEDETTO，D.DIVSALAR，C.MONTORSI，F.POLLARA在标题为“交叉存取(interleaved)代码的串联拼接性能分析、设计和重复译码”的论文中说明的迭代过程优点来完成，该论文发表于1996年8月的TDA过程报告第42-126页。
显示出某些兴趣的不同领域已经紧随涉及turbo检测的较早研究而出现了。
其中一个领域涉及错配信道的估计，这些诸如在由G.BAUCH，V.FRANZ所著标题为“对turbo检测的软进软出(soft-in soft-out)算法比较”的论文中说明的，该论文发表于1998年6月在希腊Portos Carras举办的ICT会议进展第2卷，第259-263页上，该论文已经通过由A.O.BERTHET，B.SAYRAC NAL，R.VISOZ提出的“完全turbo”接收器实施至少部分解决了。该基本概念包含在信道重估计的迭代过程中的turbo-detector架构叠加，其使用可在信道解码之后的符号上获得的信息。
服从调查的另一个这些领域包含通过格码调制(TCM)的介绍来加强涉及符号间干扰现象的内码(inner code)，这已由R..VISOZ，P.TORTELIER和A.O.BERTHET在标题为“对通过宽带无线信道传输的格码信号的通用Viterbi算法”的论文中提出了，该论文发表于2000年2月的电子信件第36卷3号第227到228页上，这还在由A.O.BERTHET，R.VISOZ，B.NAL和P.TORTELIER在标题为“在多路径瑞利衰落环境中对串联拼接回旋代码的迭代译码的几个策略比较”的论文中提出了，该论文发表于2000年11月美国旧金山2000年IEEEGLOBECOM’进展会议论文集中。在后者的论文中，串联拼接TCM代码方案(schema)已经具备提供至少两个优点，这是根据1.通过与传统turbo检测过程比较，当该性能更好是渐进的时，译码可较早开始；2.可通过执行数据的SISO检测以及仅在减少状态(reduced-state)TCM格式结构中的连接TCM译码来降低计算复杂性。
然而，通过其特别的本质，turbo检测过程完全利用由编码和交叉引进的分集性，而且随后，其性能突出的涉及到交叉的深度。
即使关于静态符号间干扰的较差配置，尽管该过程显示出了效率，但是其不能特别适合来指定无线电频率分布(profiles)，比较1996年12月ETSI.GSM推荐，05.05版5.8.0，其信道的绝大部分输出通常容易均等化但由深度频率衰退来决定特性。
当由能源时间分布中的变化产生的传输信道扰动代替频率选择性散布(dispersion)时，turbo检测过程保持无效，尤其在延迟灵敏(delay-sensitive)应用的情况下。参着M.PUKKILA所著的论文“对增强GPRS系统的turbo均等化”的论文，该论文发表于2000年在英国伦敦举办的IEEE会议PIMRCOO论文集上。这就是为什么为到达获取最好的可能性能目标，高级TDMA移动系统必须被涉及为既抗击符号间干扰的现象，又满足分集性的其它形式，这里指天线空间分集性。
来自空间分集性的现象的益处，这是由空间时间代码技术优点，这在由V.TAROCK，N.SESHADER，A.R.CALDERBANK在标题为“对高数据率无线通信的空间时间代码性能标准和代码结构”的论文中说明，该论文发表于1998年3月IEEE信息理论学报第44卷2号上，当实施turbo检测时，提出的基本通信模型执行外部代码，其是turbo检测过程的本质，它用空间时间格式结构代码调制(ST-TCM)交叉存取。
实际上，这样的模型可作为串联拼接的空间时间格式结构代码调制。它使维持本质优点包括允许连接均等化和内部空间时间译码成为可能，这是由于降低复杂度的次于最适宜的SISO算法，该算法与相异较复杂方法(distinct morecomplex approach)相反，其中该方法是由C.BAUCH，A.NAGUILS，N.SESHADRI在标题为“在频率选择频道上空间时间编码信号的PA均等化”的论文中说明，该论文发表于1999年9月的阵列无线通信会议(WCNC)进展论文集中，依据该方法数据探测和时空的译码以重复方式被单独执行。
最后，针对提供对串联拼接时空格式结构代码调制类型码(下文中指定的串联拼接ST-TCM码)的谱效率有充分改进的各种项目，已经发布了。
就发明者所知，至多有四个不同的方法可允许串联拼接ST-TCM码谱效率的改进—第一可能性包含减少到最大内码和外码的码速率。
不幸的是，减少这个外码的码位速率会导致turbo检测的不好性能。
—第二可能性包含增加串联拼接ST-TCM码调制的阶数(order)。
然而，这样的增加若超过阶数4，通过所知最好ST-TCM码的较好配置的实施会导致内码性能的显著降低，其代码降低到ST-TCM码和信道码的组合，其中所知最好ST-TCM码的较好配置的实施诸如由V.TAROCK，N.SESHADRI，A.R.CALDERBANK在上述的论文中说明的一样。
然而由于这个事实，即包含由1/2速率回旋码编码的简单QPSK调制的串联拼接TCM码设计已经证明是在许多符号间干扰环境的框架中是非常有效的，这一点如在上述A.O.BERTHET，R.VISOZ，B.NAL和P.TORTELIER在标题为“对多路径瑞利衰退环境中迭代译码串联拼接回旋码的几个策略的比较”的论文中说明的一样。第三可能性存在于倍增几个用户的数字数据，或同样的，在TDMA系统的相同时间间隔内的不同的相异数据流。这样的方法使增加系统的总体谱效率成为可能。在这个第三可能性的框架中，第一实施可存在于对多用户通信进行建模，该多用户通信是通过多路复用几个完全独立的串联拼接ST-TCM编码过程以及通过将每个相异的输入数据流作为特定的用户来实现的。然而，这样的实施没有利用空间分集性的现象。
第四方法最终存在于依照BLAST过程(贝尔实验室分层时空)对在许多路传输天线中的单个预编码数据流进行多路分用，该BLAST过程由G.J.FOSHINI，G.D.GOLDEM，R.A.VALENZUELA，P.W.WOLANIANSKY在标题为“对使用多元素阵列的高谱效率无线通信的简化过程”的论文中说明，该论文发表于1999年11月IEEE JSAC第17卷11号第1841-1852页上。
在最后的两个方法中，这样说明的无线电频率接口特别的基于传输和接收中几种天线的使用，而且为获得非常高的位速率和高的谱效率，其依赖于由充分相应于ST-TCM码的时空码、STC码编码的几个数据流的并行传输。
特别的，允许上述无线电频率接口实施的技术显示了主要的缺点，即由于使用次于最适宜的线性接收器，所以其不支持符号间干扰，因此由于缺乏编码其性能直接涉及代表传输信道的传递矩阵的秩，我们单独考虑传输和接收中的空间分集性现象。
进一步，由于单独引进了线性过程，接收中天线的数量不能少于传输中天线的数量，接收中天线的数量甚至得关于传输中天线的数量而增加，以试图改善探测和接收质量的性能和水平，尽管测试传输信道是缺乏符号间干扰的信道。总之，这样的无线电频率接口的性能保持与存在于传输信道中传播条件的紧密联系，而且由于移动无线电电话接收器，我们不能容易的想象(envisaged)到移动无线电电话的这样无线电频率接口的直接应用，这是因为它们的尺寸和其减少了的容积，其可接纳的许多路传输/接收的天线的数量几乎没有超过两个。
本发明的目标是纠正对先前领域的无线电频率接口实施的不同方法的所有缺点，而且当考虑传输和接收中的空间和/或时间分集性现象时，特别的针对围绕限制传输位速率的约束以及涉及传输和接收中天线的代表性数量。
特别的，本发明的目标是编码方法和系统的实现，分别是由时空组合编码的数字数据流的迭代译码，在符号间干扰前，在多路传输和接收中，能够允许任何环境中的符号传输和译码，产生严重的符号间干扰现象。
本发明的另一个目标也是上述的方法和系统的实现，该方法和系统依靠其在处理符号间干扰现象中的显著过程性能，使获取能处理未来产生的所有TDMA系统需求的非常高的位速率水平成为可能。
本发明的另一个目标是上述方法和系统的实现，其允许高谱效率无线电频率接口的定义和产生，并使获取非常高的位速率成为可能，而不管符号间干扰现象存在与否，这些通用的类型接口在绝大多数的可变应用中都是可实现的。
因此，本发明的另一个目标是无线电频率接口的实现，其实现了turbo检测过程，其中使均等化传输信道成为可能的内码通过引进格式结构编码调制、TCM码来加强，该作为结果的内码格式结构可减少到TCM码和传输信道的组合，当作为结果的格式结构减少时，均等化和作为结果格式结构译码的过程被减少到次于最适宜的连接均等化和译码过程。
因此，本发明的另一个目标是无线电频率接口的实现，其中一方面实现的turbo检测过程使处理由传输信道的记忆效应产生的符号间干扰现象成为可能。而且在另一方面，由于传输和接收中空间分集性现象的实现而处理了涉及传输信道中无线电频率能量分布的变化的频率衰退现象。
进一步，尽管引进了空间分集性现象，本发明的另一个目标是，特别在传输中减少了无线电频率接口的实现，其中该接口的要素接收器(constituentreceiver)的复杂度减少了，而且进一步接收天线的数量独立于传输天线的数量。
本发明的另一个目标最终是无线电频率接口的实现，其中在接收器水平处，实现的turbo检测过程访问软输入/输出普遍Viterbi算法，这使在格式结构中执行均等化和译码操作成为可能，其大大减少了复杂度，并相应的减少了该接收器的计算复杂度，同时保持到最优均等化和译码过程的类似均等化和译码性能。
用于对在多路传输和接收过程中由时空组合编码的数字数据流编码的方法和系统是本发明的目标，其存在于通过依靠特定速率的第一码分别包括，引起将初始数字数据流附属于外码，以产生编码的数字流，其被细分为连续的块，将这个编码的数字流附属于块交叉过程，以产生显示时间分集性的交叉编码数字流，将该编码和交叉过的数字流附属于多路分用，该编码的和交叉过的数字流这样就被细分为基本交叉编码数字流的数量v，依靠至少一个特定速率的第二码将每个基本交叉编码数字流附属于内码，以产生一组由时空组合编码的基本数字流，依靠相异传输天线将细分为符号的每个基本数字流在传输信道中传输，这些传输天线的集合形成了空间分集性阵列，以产生一组显示空间和时间分集性的传输基本数字流。这就是在接收中，进行对由时空组合编码的数字数据流的译码成为可能，其存在于来自代表空间和时间分集性的先验信息的该组传输的基本数字流中。
依照上述的方法，用于对用多路传输和接收中的时空组合编码的数字数据流译码的方法和系统是本发明的目标，其被应用到根据这个方法在编码后传输的一组数字流。用于根据本发明译码的方法和系统存在于分别引起接收由时空组合编码的数字数据流并由在许多接收天线中的传输信道上传输的该组数字流组成，这些接收天线的数量可能比多路复用路径和形成空间分集性接收天线阵列的传输天线的数量v少或与之相等，以产生一组接收调制符号的基本流，将该组接收调制符号的基本流附属于传输信道和连接译码均等化的迭代过程，这是借助于基于在由第一外码编码位上的外来信息流编码的第二内码并将这个外来信息流在由第一外部码和交叉编码位上交叉，组成从基于这个第一外码译码发出的先验信息项，以产生在由第一外码编码位上的第一外部信息流，并交叉，将这个第一外部信息流附属于解交叉(deinterleaving)，以产生在源自均等化和连接译码过程的编码位上的第二外部信息流，将在编码位上的这个第二外部信息流附属于基于第一外码的译码，以产生在编码位上的第三外部信息流，从基于第一外码的译码上发出，将这个第三外部信息流附属于交叉，以产生在由第一外码编码和交叉编码位上的外部信息流，组成先验信息项，将这个先验信息项再注入到用于传输信道和连接译码均等化的迭代过程中。
编码/译码的方法和系统是本发明的目标，其可在所有领域中的无线电频率接口实现中应用，特别的，这诸如非常高的位速率移动无线电电话，用于在家庭或工业环境中安装的电子包无线链接。
通过阅读下面的说明和参照附图我们可以更好的理解它们，其中—
图1a通过阐述，依照本发明的目标，示出在多路传输和接收中对由时空组合编码的数字数据流编码的方法流程图；—图1b通过阐述，依照本发明的目标，示出在多路传输和接收中对由时空组合编码的数字数据流编码的方法流程图，其中传输天线被分组成特定的天线组中；—图2a通过阐述，依照图1a或图1b所述的编码方法，示出在多路传输和接收中对由时空组合编码的数字数据流编码的方法流程图；—图2b通过阐述，示出执行均等化和用在译码方法框架中实现的软输入/输出进行连接译码的迭代过程的细节，其是图2a中示出的本发明的目标；—图2c通过阐述，示出基于外码的软输入/输出译码过程的实现细节，这使获取编码位上的外部信息流成为可能，该编码位从基于第一外码的译码发出；—图3a通过阐述，依照本发明的目标，示出在传输和接收中用于对由时空组合编码的数据流编码的功能图(functional diagram)。
—图3b通过阐述，依照在图3a中示出的本发明的目标，示出在传输和接收中用于对由时空组合编码的数据流编码的功能图，其中该传输天线被分组到形成空间分集性天线阵列的天线组中。
—图4通过阐述，依照本发明的目标，示出在传输和接收中用于对由时空组合编码的数据流编码的功能图；—图5a、5b和5c示出作为用dB表示的信噪比功能的位误差速率BER值的仿真图表，这是针对严重的传输信道和为本发明目标的编码/译码方法实现的不同条件而获取的值的。
依照本发明的目标，在多路传输和接收中由时空组合编码的编码数字数据流方法的更详细描述将结合附图1a给出。
参考上面的附图，指出作为本发明目标的编码方法被应用到初始数据流中，表示为IDS，组成表示为{d1，...d0}的外部数据序列，相应于由连续位的这个外部数据序列表示为dn＝{dn，1...dn，k0}组成。
我们可回想起对编码数字数据的传输，将这些数字数据细分为特定特别数量连续位组成的符号使确保信道调制成为可能，确保信道调制是以传输这些符号，并最终传输独立于任何组成该序列的序列的任何重要值的这些符号组成的数据序列为目的的。
如在图1a中观察到的，在步骤A中，通过特定速率的第一码将初始数字数据流IDS附属于外部编码，以产生编码数字流。在上述图1a中，使执行外部编码成为可能的第一码表示为C0。
更具体的说，指出第一外码可方便的由格式结构编码组成或同等的，由格式结构码组合组成。从下列步骤A获取的编码数字流在图1a中表示为C0DS。其由外部编码序列组成，表示为{c1，...c0}，这个外部编码序列由表示为cn＝{cn，1，…cn，n0}的编码位符号组成，cn，1到cn，n0表示编码符号cn的连续要素位。
然后，该编码的数字流C0DS被附属于步骤B，在细分为连续块后，例如其被细分为块交叉过程，以产生交叉编码数字流，表示为ILC0DS，这样，在另一个方面显示归功于步骤A中的外部编码以及从另一个方面说，时间分集性的交叉。
在通常情况下，指出步骤B中的块交叉过程可通过表示为 的随机交叉系统来实现。
步骤B本身后面是步骤C，其存在于将编码的和交叉数字流ILC0DS附属于解多路复用，该编码和交叉数字流ILC0DS通过这个操作被细分为基本交叉编码数字流的给定数量v，这些基本交叉编码数字流的集合在图1a中表示为
{EILC0DSm}m=1m=v]]>应该认识到每个基本交叉数字流实际上由秩(rank)m的层组成，依照作为本发明目标的编码方法，除由于外部编码和交叉引进的时间分集性质量之外，该层使引进特定的空间编码成为可能，这一点将在后面的说明中描述。
然后，上述步骤C后面是步骤D，其存在于通过至少一个表示为特定速率Ξm的第二编码将每个基本交叉编码数字流，即在秩m∈[1，v]的每层水平处的每个信号，附属于内部编码过程，以产生一组由时空组合编码的基本数字流。在上述的步骤D后，由时空组合编码的该组基本流表示为{EILC0ΞmDSm}m=1m=v]]>由时空组合编码的该组基本数字流的表达根据关系简化为{EILCDSm}m=1m=v,]]>其中C＝C0*Ξm符号*指定应用到每个基本交叉编码数字流的外码组合和内部编码组合，即对每个通过秩m的每层传输的数字信号，当然注意到在步骤B中执行的交叉操作。该组合可被分析为外码和内部编码的乘积，这一点将在下面说明。
在内部编码步骤D的末尾，我们有一组由时空组合编码的一组基本数字流，这归功于细分为秩m以及与上述外部编码结合的特定内部编码的层。
步骤D本身后面是步骤E，其存在于通过相异传输天线，传输由传输信道上符号EILCDSm组成的每个上述的基本数字流中。
依照作为本发明目标方法的显著方面，表示为{tam}m=1m=v]]>的该组相异传输天线形成了空间分集性阵列，并且随后使从由时空组合EILCDSm编码的基本数字流产生一组传输基本数字流成为可能，该组传输基本数字流显示空间和时间分集性。在另一方面，由于引进的外部编码和内部编码注意到块交叉以及另一方面在一组相异传输天线上传输的分配。
就后者而言，指出这组传输天线形成空间分集性阵列，这个阵列的每个相异要素传输天线离邻近的相异传输天线，它们之间的距离比λ0大，λ0指明载波的波长，其使确保通过由时空组合编码并通过完成步骤D而获取的每个基本数字流调制的传输成为可能。
作为本发明目标的编码方法在接收中，使执行对由时空组合编码的数字数据流的译码成为可能，该组合组成从代表引进到编码中的空间和时间分集性的先验信息项传输的该组基本数字流。
现在，我们将在下文中给出图1a中阐明的用于实现作为本发明目标方法的步骤C，D的不同元件。
更适宜的，指出对秩m∈[1，v]的每层，每个基本交叉编码数字流由随后被分为N个脉冲(burst)的框架组成，每个脉冲包括τ个连续符号，表示为{u1m，...uτm}，每个符号由连续编码位组成，表示为u‾nm={un,1m,...,un,knm},]]>以所知本质上的传统方式补充的这些符号具有尾位，已经在内部编码之后，所知序列组成学习序列，通常是CAZAC类型的符号。我们回想起上述的所知本质上的学习符号使在传输后执行传输信道的冲激响应的前线评估成为可能，该传输信道由许多在传送器和接收器之间的传播路径组成，每条路径组成基本传输信道。
这样，下面的步骤C，连续秩m的基本交叉编码数字流的每个要素脉冲被附属于编码Ξm，这使将每个输入符号unm关联编码的符号成为可能，这是由表示为x‾nm={xn,1m,...,xn,n(m)m}]]>的连续位形成。
然后，在ηm相异传输分支中qtm位组中分配上述编码符号xnm，以使在每个给定的常数处，关系(1)满足n(m)=Σt=1ηmqtm----(1)]]>我们回想起m指明层的秩，其中1≤m≤v，而且t指明传输天线的秩，其与层m的内部编码Ξm相关联，其中1≤t≤ηm，每层天线ηm的数量依赖于层的秩并因此依靠编码Ξm。
假设类型Qtm元的调制家族，其具有Qtm=2qtm,]]>在传输分支t∈[1，ηm]上的qtm位的每组被附属于产生表示为zmm，t复杂符号的Qtm元调制。
在作为本发明目标的绝大多数通常编码方法的实现情况下，指出基于第二码Ξm实现的每个内部编码可与每层的秩m的功能不同。
在这样的情形下，内部编码的这个分集性表示为若m≠m′，则Ξm≠Ξm′。
相反的，在非极限特定的实施例中，指出每个第二内部编码Ξm可与秩m的每层相等，在图1a中这个条件表示为Ξm＝C2m通常，指出对数量为η=Σm=1vηm]]>的传输天线以及对ρ个接收天线来说，传输信道由将每个传输天线接替到接收天线的一组多路径组成。
在这些条件下，并且由于多路径传播以及由在传送器和接收器之间的移动性引起的传输信道可变特性，用通过同等信道的离散时间冲激响应来模拟时变频率选择性无线电频率信道，这当然包括通常使用的传输和接收整形滤波器(shaping filters)，由于这个原因，每个相应的基本传输信道表示为h‾m,t,r={h0m,t,r,...,hχc-1m,t,r}]]>这是对将每层m的传输天线链接到给定秩r的接收天线的每条路径而言的。
在上述的关系中，χc指明根据传输符号数量的约束长度，该约束长度代表了该信道的记忆力。
所有的基本信道被看作显示相同的约束长度χc。由于单独多路径组件的数量从本质上说由宽结构和反射目标决定的，所以可允许这样的假设。
依照作为本发明目标的方法，若考虑脉冲接脉冲(burst-by-burst)传输，则基本传输信道和结果传输信道在脉冲传输的整个持续时间内是静态的，并独立的从一个脉冲变化为另一个脉冲。在这些条件下，可将τ的值作为一级近似值，作为上述信道的相干时间量度。这些条件使确立对带变化缓慢的频率衰退和频率跳跃(frequency hopping)的多路径准静态信道的可接收模型成为可能。
每个基本信道的表示为{hkm，t，r}k的系数在这种情况下，可作为独立高斯复数随机变量，其具有相同的零平均能量，满足关系(2)Σk=0χc-1||hkm,t,r||2=1----(2)]]>在每个离散采样时间n，在这些条件下，秩r的每个接收天线遵守相应于传输基本数字流{TEILCDSm}m=1m=v]]>的传输符号的组，并满足关系(3)ynr=Σm=1vΣt=1ηmΣk=0χc-1hkm,t,rzn-km,t+ζnr----(3)]]>在这个关系中，ζnr代表具有零平均值和方差2σ2的复数噪声采样。
图2所示的是本发明的目标的编码方法的一变形实施例，其中步骤A、B、C、D是相同的，但多路复用路径数和不同传输天线数是不同的。
在实现的这个模式中，传输天线被分组到传输天线组中，每个天线组表示为{tatm}t=1,m=1ηmv.]]>这样，从步骤D中由时空组合编码的表示为EILCDSm的每个基本数字流被传输到每组天线中，对每个时空格式结构编码调制类型Ξm的每个代码的每组相异传输天线形成空间分集性天线的子阵列，每组的每个天线之间的距离比λ0小，λ0表示载波的波长。
在图1a情况下，以相同的方式，第二内部编码Ξm可对每组独立，这个关系被表示为Ξm＝C2m，或者对每组，并最终对秩m的每层相异，然后实现的不同内部编码被表示为Ξm≠Ξm′，若m≠m′。
对在多路传输和接收中对由时空组合编码的数字数据流译码的方法，这个数字流编码已经依照作为本发明目标的编码方法执行了，这一点是结合上述图1a和1b来说明的，我们现在就结合图2a，2b和2c来说明。
由于依照上述作为本发明目标方法的这些数字数据的编码，指出作为本发明目标的译码方法在步骤F中存在于接收由时空组合编码的数字数据流，以及由在传输信道上传输的该组基本数字流组成，该组传输的基本数字流表示为{TEILCDSm}m=1m=v,]]>这个接收在许多ρ个接收天线中执行。在图2a中，该组接收天线表示为{rar}r=1r=ρ.]]>这些接收天线的数量独立于传输天线的数量，它们的数量可比传输天线的数量η小或等于传输天线的数量η，并且依照译码方法的有利方面，形成作为本发明目标的空间分集性接收天线的阵列，以定义一组基本接收到的调制符号流，该组基本接收到调制符号流在完成图2a的步骤F后，表示为{MSDSr}r=1r=ρ.]]>特别的，应当认识到每个接收的调制符号是在上述说明中提到的满足关系(3)的形式为ynr的符号。
然后，步骤F后面是步骤G，其存在于通过基于由第一外码和交叉编码位上的外部信息流的所述第二内部编码Ξm将该组接收的基本调制符号流{MSDSr}r=1r=ρ]]>附属于传输信道和连接译码的均等化迭代过程。这个外部信息流由基于第一外码的译码产生。在图2a中，在由第一外码和交叉编码位上的外部信息流表示为EIDS＝api。特别的，这个信息流组成在编码位上的先验信息项以及均等化和连接译码过程，这是基于第二外部编码Ξm在步骤G中实现的，这使产生在由第一外码和交叉编码位上的第一外部信息流成为可能，在图2中，该第一外部信息流表示为EIDS1。
上述步骤G后面是步骤H，其存在于将第一外部信息流EIDS1附属于解交叉，以产生在源自均等化和连接译码过程编码位上的第二外部信息流，在图2a中，这个第二外部信息流表示为EIDS2。该解交叉操作是与在编码方法实现过程中执行的交叉操作相反的操作，其是本发明的目标，由于该原因，这个解交叉过程在图2a中表示为π-1。
然后，在步骤I中，编码位EIDS2上的第二外部信息流被附属于基于第一外码C0的译码，以产生编码位上的第三外部信息流，其表示为EIDS3，其从基于第一外码C0译码中产生。应当注意的是，在这个操作I中，译码还提供初始数字信号值的估计，由于这个原因其表示为 在步骤I之后，第三外部信息流被附属于步骤J中的交叉操作，以产生由第一外码和组成编码位上先验信息项的交叉EIDS编码位上的外部信息流，并表示为api。然后，这个先验信息项被再注入到步骤K中，通过返回循环(returnloop)用符号表现为传输信道和连接译码的均等化迭代过程。即图2a中的步骤G。
参考图2a，应当认识到特别的，作为本发明目标的译码方法，从本质上存在于执行编码数据的多层连接探测和时空内部编码，这个均等化和这个连接译码是通过第一代码C0迭代的与外部译码相关联的，以受益于从步骤G、H、I和J的连续实现中产生的编码位api上的先验信息项。特别的，应当认识到在由第一外码和交叉编码位上的外部信息流，该流在图2a中表示为EIDS，并组成编码位api上的先验信息项，它是涉及组成通过完成步骤F的接收信号的符号znm，t每个要素位的信息项。这样，这个先验信息项组成关于上述符号要素位的值以及最终涉及依照本发明的目标通过编码和传输过程引进的空间和时间分集性的有效信息。
现在将结合图2b和2c给出作为本发明目标的实现该译码方法的特定模式的更详细说明。
在上述特定实施例中，指出后者相应于加权的输入和输出均等化以及所谓SISO类型的译码过程(软输入软输出)的实现。
在这些条件下，被再注入到均等化和SISO类型的连接译码过程中的先验信息项有利的由编码位值的先前可能性比率的对数值组成，这个对数值组成由第一外码和交叉编码位上的外部信息。
如图2b中显示的，并且对时空格式结构编码调制类型的第二内部编码Ξm，该均等化和连接译码过程G存在于步骤G中的多路信号分离(demultiplexing)，由第一外码和交叉EIDS编码位上的外部信息流组成作为一组在被细分为包(packets)的用户帧(user frames)位上的先验信息流的先验信息项api，在图2b中，这组在用户帧位上的先验信息项的流表示为{APIUDSm}m=1m=v.]]>然后，步骤G1后面是步骤G2，其存在于用软输入/输出来执行均等化和连接译码，即SISO类型，通过第二编码Ξm将其应用到具有减少状态数量的格式结构中。这个格式结构被定义为时空格式结构编码调制和参考另外(thereto)的基本存储信道的组合格式结构的乘积(product)。它们本身具有减少数量的状态，以在用户帧的位上产生加权的输出的流，在用户帧位上的这个加权的输出的流表示为{EUDSSOm}m=1m=v.]]>步骤G2之后是步骤G3，其存在于从用户帧{EUDSSOm}m=1m=v]]>位上的每个有利输出流中提取在相应的用户帧{APIDUSm}m=1m=v]]>位上的先验信息项，以在用户帧位上产生表示为{EIEUSOm}m=1m=v]]>的外部信息流。
当在步骤G2中实现的均等化和译码过程是SISO类型的均等化和译码过程，且当输入和输出由用户帧{APIDUSm}m=1m=v]]>位上的先验信息项组成时，用户帧{EUDSSOm}m=1m=v]]>位上的加权的输出流分别是对数概率值，该提取过程可由于这个输入/输出信息的对数特性，通过相减而实现，诸如图2b的步骤G3中显示的。
这个相减表示为{EUDSSOm-APIUDm}m=1m=v]]>这样注意到，在一方面，均等化和连接译码过程对秩m的每层执行，并且在另一方面，该提取过程，而且特别是在SISO类型均等化和连接译码的实施情况下的相减过程也对秩m的每层执行。
下列的步骤G3，在用户帧{EIEUSOm}m=1m=v]]>位上的外部信息流是被附属于多路复用操作G4，以产生在第一外码和交叉上编码位上的第一外部信息流，即流EIDS1。
同样的，如图2c中显示的，且当在图2b步骤G2中实现的均等化和连接译码过程是SISO类型时，通过图2a步骤I中第一外码的译码步骤可有利的存在于在步骤I1中将源自均等化和连接译码过程的编码位上的第二外部信息流通过第一外码C0附属于SISO类型的加权的输入/输出译码，其中该外部信息流表示为EIDS2，以产生表示为APOSO的加权的输出流，其是编码位上后面信息项的代表。步骤I1后面是步骤I2，其存在于将第二外部信息流从代表编码位上后面信息项的第二加权的输出流中提取出来，以产生在编码位EIDS3上的第三外部信息流。在步骤I1在以基于第一外码C0的SISO译码形式实现的情况下，步骤I2中的提取步骤也由于流EIDS2和APOSO要素数字值的对数特性而为相减步骤。
现在将在下文中给出结合附图2a、2b和2c说明的作为本发明目标的译码方法操作模式的理论证明。
通常，指出在步骤G中实现的均等化和连接译码过程，更具体的说，在图2b的步骤G2中，其在v个伴随脉冲中的每个上秩m的该组层中连续实现，以计算在由第一外码和交叉编码位上的第一外部信息流，即流EIDS1，其来自由第一外码和交叉编码位上的外部信息流，并且从基于外码C0的译码中产生，上述的外部信息流EIDS，组成编码位api上的先验信息项。
应指出的是在传统方式中，基于传输信道系数的估计 而进行这个计算，这个估计是基于在接收到TEILCDSm调制符号基本流中接收的学习符号(learning symbols)而获取的。
在该情况下，如图2b中显示的，在步骤G2中执行的均等化和连接译码过程是基于第二内部编码Ξm的SISO类型，这个译码的输入和输出相应于从由该组接收天线观测到的该组N个符号序列观测到的每个调制符号的每一位上的外部可能性比率的对数值序列。这些观测到的序列表示为{y1r,...,yτr}r=1r=ρ,]]>并根据接收到观测符号的数量的长度τ，传输信道的估计 表示为具有形式为H^={ht,m,r}t=1,m=1,r=1ηmvρ]]>的所有接收天线的传输天线的每个基本信道的系数的一组估计的形式。
在均等化和连接探测迭代过程的第一迭代处，在缺少任何先验信息时进行计算，从学习序列和在观测到的调制符号上获取的对应序列中简单计算基本信道系数的估计值。在完成步骤G2后获取的用户帧EUDSSOm位上的加权的输出流序列通过框架分类，其附属于提取的步骤G3，特别是基于对每层从多路信号分离操作G1中获取的先验信息项api的相减。在用户帧位上的外部信息流是在完成步骤G3后获取的，并表示为{EIEUSOm}m=1m=v,]]>然后其附属于步骤G4的多路复用操作，以产生在由第一外部码和前面提到的交叉EIDS1编码位上的第一外部信息流。
在图2a步骤H中执行的解交叉操作关于由第一外码和交叉编码位上的第一外部信息流，其使在源自均等化和连接译码过程EIDS2的编码位上产生第二外部信息流成为可能，其对基于外码C0的外部译码I步骤，组成在编码位上固有的可能性比率的对数值的新序列。
然后进行基于外码C0译码的上述步骤I，这如在图2c中显示的，通过借助SISO类型译码，特别是在对数域的BCJR算法继续步骤I1和I2，该译码步骤I1使在这些条件下评估通过第一外码C0编码的每个符号的每位上的外部可能性比率的对数值序列成为可能。在通过在步骤I2中编码位EIDS2上的第二外部信息流的相减提取之后获取该序列，这是来自代表上述编码位APOSO上的后面信息项的加权的输出流的。在编码位EIDS3上的第三外部信息流，其代表通过第一外码C0编码的每个符号上的外部可能性比率的对数值，然后其在步骤J中附属于交叉，以产生先验信息项EIDS＝api。然后，这个先验信息项api在SISO均等化和译码过程G2在图2b的SISO均等化和译码过程G2水平处，通过在该组v个路径或用户帧上的多路信号分离G1被再注入。该组相应信息是对每帧以及下面的脉冲分割的，以组成在被分为脉冲或包的用户帧位上的先验信息流，这样该组相应信息就在均等化和连接译码过程G2的水平处再次被引入。然后，上述的均等化和连接译码过程G2就执行均等化和时空译码，其是在观测到{MSDSr}r=1r=ρ]]>的调制符号位上的先前可能性比率的对数值序列的n个帧上的。图2a中尤其在图2b和2c中说明的作为本发明目标的方法使这一点成为可能，即将对重估计产生符号间干扰的每个相异基本信道的附加过程嵌套到传统迭代turbo检测过程中。
现在将结合附图3a和3b给出依照本发明的目标，在多路传输和接收中，用于对由时空组合编码的数字数据流编码系统的更详细说明。
如图3a所显示的，指出作为本发明目标的编码系统有利的包括对基于特定速率C0第一码的初始化数字数据流外部编码的模块10，以产生上述的编码数字流C0DS。外部编码模块10后跟块形交叉模块10，在编码的数据流C0DS基础上使可能以产生交叉编码数字流，其表现，在一方面归功于先前引进的外部编码和执行的交叉，在另一方面，归功于特定的时间分集性。该交叉编码数据流表示为ILC0DS。
这个交叉模块11本身后面是接收交叉数字流ILC0DS的多路信号分离器模块12，该多路信号分离器模块12使产生数量为v的基本交叉编码数字流成为可能，这些基本交叉编码数字流被细分为帧，它们自己被细分为脉冲，这如前面说明中描述的。
在图3a中，每个基本交叉编码数字流或组成秩m层的每个帧表示为EILC0DSm。
如图3a所示，作为本发明目标的编码系统进一步包括许多编码模块，表示为131到13v，每个编码模块使这一点成为可能，即基于至少一个特定速率的第二编码，表示为Ξ1，...，Ξm，...，Ξv，而应用内部编码。每个内部编码模块接收其中一个基本交叉编码数字流，即用户帧，以产生由时空组合编码并由表示为EILCDSm的符号组成的该组基本数字流。
进一步，提供了许多路传输天线{tam}m=1m=v,]]>它们使完成由时空组合编码并由符号组成的每个基本数字流的传输成为可能，秩m的相异传输天线完成基本数字流EILCDSm的传输。
根据作为本发明目标的编码系统的显著方面，该组传输天线形成空间分集性阵列，每个传输天线tam离m≠m′的邻近传输天线tam′的距离d＞λ0，这如在说明中前面提到的，λ0指明确保上述基本数字流传输的载波的波长。
已经注意到作为空间分集性天线阵列的该组传输天线的组成，这样，作为本发明目标的系统使产生表示为{TEILCDSm}m=1m=v]]>的一组传输基本数字流成为可能，其表现出空间和时间分集性，在一方面，原因是由编码模块10和交叉模块11引进的外部编码，并在另一方面，原因是通过由每个内部编码模块131到13v引进的时空编码以及由上述天线阵列的每个要素天线的传输引进的每帧秩m层的处理。
图3b显示作为本发明目标的编码系统的特定非极限性实施例，这如在图3a中所示，当然相同的标记指明相同的元件。
然而，在图3b中所示的实施例中，特别的，时空格式结构编码调制类型的第二内部编码Ξm使产生调制符号流成为可能，而且相异传输天线被置成天线组，每个传输调制符号流。在图3b中，每组天线被认为包括，ηm个传输天线，相应的天线表示为ta11，...，tat1，...， ta1v，...，tatv，...， t指明在层m组中传输天线的秩，m指明该组天线的秩，而且内部编码模块13m的秩使应用内部编码m成为可能。进一步，参考图3b，指出每个相异传输天线在相应传输信道组中组成具有这个相同组其它天线的空间分集性阵列。一个和相同组的每个天线离属于这个相同组邻近天线的距离d比λ0大，这如在说明中前面提到的，对每个类型的时空格式结构编码调制的该组相异传输天线形成空间分集性天线的子阵列。
这样，应当认识到，由于实现如图3a和3b中所示作为本发明目标的编码系统，这个系统使这一点成为可能，即依照作为本发明目标的编码方法，确保表现空间和时间分集性的一组传输基本数字流。非限制性的，指出在图3b的情况下，天线组的数量和每组天线的数量可有利的满足关系η=Σm=1vηm,]]>指明传输天线的全部数量。
在多路传输和接收中，依照作为本发明目标的编码方法，用于对由时空组合编码的数字数据流译码的系统说明，这个编码数字数据流由说明中前面提到的至少一组传输基本数字流组成，其将结合附图4a和下面的附图给出。
参考上述图4a，作为本发明目标的译码系统包含许多接收天线，表示为{rar}r=1r=ρ,]]>这些接收天线使接收该组基本数字流成为可能，该组基本数字流是通过由如说明中前面描述的该组基本传输信道组成的传输信道传输的。
根据作为本发明目标的译码系统的显著方面，上述的接收天线的数量可比传输天线的数量v小或等于传输天线的数量v，并且形成空间分集性接收天线阵列20，以定义一组表示为{MSDSr}r=1r=ρ]]>的接收调制符号基本流。空间分集性接收天线的阵列20后面是用于上述通过均等化和连接探测以及重复译码而接收到的调制信号符号基本流的turbo检测的模块21，这一点如在涉及作为本发明目标的译码方法说明中在前面描述的。
如在图4中更具体的表现，该turbo检测模块21包括模块210，其用于传输信道均等化，以及用于通过基于由第一外码和交叉编码位上的外部信息流的第二内部编码Ξm的连接译码，这个外部信息流从基于第一外码C0的译码中产生，并组成在前面提到的编码位上的先验信息项。在图4a中，在由第一外码和交叉编码位上的外部信息流表示为EIDS＝api，原因是这样的事实，即实际上这个流组成在编码位上的先验信息项api。
用于传输信道均等化和用于连接译码的模块210使这一点成为可能，即基于接收调制符号的基本流MSDSr，产生在由第一外码和交叉编码位上的第一外部信息流EIDS1。用于传输信道均等化和用于连接译码的模块210后面是模块211，其表示为π-1，用于对第一外部信息流EIDS1进行解交叉，以产生在源自均等化和连接译码模块210编码位EIDS2上的第二外部信息流。
进一步，提供模块212，其用于基于第一外码C0进行译码，其接收由交叉模块211提供的第二外部信息流EIDS2，以产生编码位上的第三外部信息流EIDS3，这个第三外部信息流基于第一外码C0从译码中产生。
当然，用于基于第一外码译码的模块212使这一点成为可能，即依照编码方法和依靠说明中前面描述的作为本发明目标的编码系统，获取表示为 的传输初始数字流IDS的估计。
也提供了用于交叉第三外部信号流EIDS3的模块213，以产生在由第一外码和交叉编码位上的外部信息流，并表示为IDS＝api，组成在编码位上的先验信息项，其信息项被再注入到用于传输信道均等化和用于连接译码的模块210中。
如图4a中所示，现在将参考与在编码位上的先验信息项由上述编码位的外部可能性比率的对数值组成的情况相同附图，更详细的说明作为本发明目标的译码系统。特别当在均等化和连接译码过程是SISO过程时，可能的获取先验信息项，即具有软输入和软输出的一个。
参考图4a，指出在上述的实施例中，均等化和连接译码模块210包含模块210a，其用于注入先验信息项api，其包含多路信号分离器模块，表示为DEMUX，该多路信号分离器模块从上述的先验信息项提供由通过第一外码和交叉EIDS＝api编码位上的外部信息流组成的在用户帧位上的先验信息项的一组流，该流表示为{APIDUSm}m=1m=v.]]>当然应当认识到为了确保基于层的均等化和连接译码，即基于帧和基于实际传输的脉冲，如作为本发明目标的在涉及编码方法的说明中前面描述的，多路信号分离器模块DEMUX的目标是对由第一外码和交叉编码位上的外部信息流EIDS进行多路信号分离，其组成在编码位上的先验信息项，这是通过一个和同在传输中产生的基本编码和交叉数字流的数量相同的多路信号分离路径的数量v。
在这些条件下，均等化和连接译码模块210进一步包括译码模块210b，其具有加权的输入和输出，SISO模块，在一方面，其接收作为输入的在用户帧{APIDUSm}m=1m=v]]>位上的先验信息项的流，以及在另一方面，接收调制符号的基本流{MSDSr}r=1r=ρ.]]>当然，加权的输入/输出译码模块210b也接收基本传输信道系数的传输信道H^={ht,m,r}t=1,m=1,r=1ηmvρ]]>系数的估计。
译码模块210b提供表示为{EUDSSOm}m=1m=v]]>的在用户帧位上加权的输出的流。
模块210b后面是表示为210c的许多减法器模块(subtractor modules)，每个减法模块使这一点成为可能，即从在用户帧{EUDSSOm}位上加权的输出的每个流中减去在用户帧{APIUDSm}位上的先验信息项，以提供表示为{EIEUSOm}m=1m=v]]>在用户基本流位上的外部信息流。
然后提供多路复用器模块210d，这个多路复用器模块接收在用户帧位上的外部信息流EIEUSOm并将在由第一代码和交叉编码位上的第一外部信息流提供到解交叉模块211。
进一步，参考相同的附图4a，指出用于基于第一外码C0译码的模块212可包含具有加权的输入/输出的译码模块212a，其接收上述在源自通过模块210实现的均等化和连接译码过程编码位EIDS2的第二外部信息流，具有加权的输入/输出210a的译码模块提供代表在编码位APOSO上先验信息项的加权的输出流。该模块212a与减法器模块212b相关联，其使这一点成为可能，即减去代表在编码位APOSO上的先验信息项有利输出流，第二外部信息流EIDS2，以提供在编码位EIDS3上的第三外部信息流，其从基于第一外码C0的译码中产生。
现在，在下文中将给出当第二内部编码是时空格式结构编码调制类型ST-TCM的编码时，SISO类型均等化和连接译码模块210a操作模式的证明。
在这些条件下，上述的均等化/连接译码过程可被看作具有有限数量状态的离散马尔可夫模块，其由v个基本ST-TCM编码组成，后面是η个横向滤波器，每个包括χc个系数。
对秩m的每层来说，秩n的每个离散瞬间(discrete instant)，采样瞬间，对任何观测到的输入符号unm来说，其包含km个位，约束长度m的时空内部编码Ξm产生编码符号xnm，其包含nm个位，其被分配并通过χm个路径或传输天线并行传输。
在每条传输路径t中，根据依照ST-TCM编码的匹配规则，符号anm，t的位与前面指明为znm，t的复数符号相匹配，这个匹配规则Ξm也被指明为映射规则。因此，根据其复数表示法{znm,t}t=1t=ηtm]]>传输的该组符号是时空编码ST状态的函数，状态由vnm指明，输入符号的序列为unm。在这些条件下，复数符号序列满足关系式(4){znm,t}t=1ηtm=ψ(vnm;u‾nm)----(4)]]>对与秩m的任何层相关联的有限状态离散马尔可夫模型包括格式结构Ξm和信道χc-1的记忆力，其状态由关系(5)给出Snm={{zn-χc+1m,t,...,zn-1m,t}t=1ηm;vnm}----(5)]]>在这些条件下，该组复数符号的序列，根据关系(6)表达为{zn-χc+1m,t,...,zn-1m,t}t=1ηm----(6)]]>依照根据关系(7)和(8)的时间编码规律，考虑在表示为 的较早状态和当前状态snm之间的组合马尔可夫过程，该组序列相应于路径。
vn+1m=φvm(vnm;u‾nm)----(7)]]>x‾nm=φxm(vnm;u‾nm)-----(8)]]>在上述关系中，我们回想起unm指明形成输入信号位的组，而且vnm指明上述马尔可夫模型的状态，φvm指明特定于依照本发明的目标实施的秩m的每个内部编码的时间编码规律。
通常，指出时间编码规律被看作是不随时间而改变的，这样以简化该过程的解释。然而，到时变时间编码规律的过程组成了可被设想为编码/译码方法的应用，其是本发明的目标，在同类领域。
进一步，在离散时间值n-1和n之间，相应组合马尔可夫模型的过渡(transitions)bnm可依据关系(9)表达为snm:u‾nm→sn+1m----(9)]]>然后，导至一组传输复数符号，对每个传输分支或秩m的层，其以形式{znm,t}t=1ηm]]>表达。
在这些条件下，参考关系(7)和(8)，获取的模型组合状态可根据形式为{x‾n-χc+1m,...,x‾n-1m}]]>的编码输出符号序列，其形式为关系(10)snm={{x‾n-χc+1m,...,x‾n-1m},vnm}----(10)]]>同样的，这些输出符号序列可根据输入符号序列表达，由{u‾n-χc+1m,...,u‾n-1m}]]>表达为满足关系(11)snm={vn-χc+1m;{u‾n-χc+1m,...,u‾n-1m}}----(11)]]>ST-TCM的操作模式也可通过引进减少状态vnm来说明，其由相应的完全状态vnm记忆力切断(memory truncation)组成。
对时间编码的减少约束长度km＜m，可根据关系(12)和(13)重写时间编码规律 关于上述关系(12)和(13)以及在上面关于关系(7)和(8)相同的方式中，马尔可夫模型的组合状态可根据输入符号序列{u‾n-χc+1-(χm-km)m,u‾n-1m})]]>表达为关系(14)snm={vn-χc+1-(χm-km)m;{u‾n-χc+1-(χm-km)m,...,u‾n-1m}}----(14)]]>如在说明中前面描述的涉及作为本发明目标的在编码方法情况下实现的内部编码过程，该组上述关系使定义与ST-TCM基本编码过程相关联的组合格式结构成为可能。
由上述组合马尔可夫过程产生的状态序列的时间进展可通过格式结构图表来描述，表示为Tm，在秩n的所有深度或截面处其顶点和过渡(transitions)snm和bnm对应于上面定义的顶点和过渡，n为指定的离散时间变量。Vm和Bm表示格式结构图表Tm的顶点和分支的空间。同样的，Vnm和Bnm表示分别在深度和在截面n处的分支和顶点空间。我们回想起截面被定义为包含在邻近深度n，n-1的两个离散瞬间之间的该组分支。
进一步指出，当格式结构是规则的时，如在本发明的框架中假设的一样，任何格式结构截面Bnm是充分说明从离散时间n-1到离散时间n的马尔可夫过程的演变(evolution)。进一步，在依据离散时间变量的格式结构的任何深度n的水平处，顶点Vnm的空间可被识别为单有限状态空间，其由组合马尔可夫过程的所有可能状态组成。
最后，由 表示每个空间的基数性(cardinality)是由于这个原因引起的，在秩n的每个深度 处，符号间干扰状态是与每个编码状态结合在一起的，结果组合格式结构的复杂状态满足关系(15)|Vnm|=2Km(χc-1)|Vnm,stc|----(15)]]>在上述的关系(15)中，Vnm，stc指明mthST-TCM格式结构的空间状态。进一步，由于这个原因， 过渡恰巧从每个状态出现，在每个截面n处的组合格式结构分支空间的复杂度满足关系(16)|Bnm|=2Km|Vnm|----(16)]]>到整个多层结构的上述方法的产生，即整个结构由多路复用并根据传输中的内部编码而编码的路径组成，通过下面的说明我们可清楚的了解这一点。组合马尔可夫模型的输入状态和序列是与输入状态或组合基本马尔可夫过程序列的串联类似的，其模拟每个ST-TCM内部编码，后面是产生符号间干扰的相应信道的子组。
与这个模型相关联的组合格式结构表示为T，它是v个组合格式结构{Tm}m=1m=v]]>的笛卡儿积。因此，分支和顶点空间的复杂度值满足关系(17)和(18)|Vn⊗|=Πm=1v|Vnm|----(17)]]>|Bn⊗|=|Vn⊗|·Πm=1v2Km----(18)]]>在上述的关系中，Vn，Bn和Vnm，Bnm指明组合格式结构Tθ以及在每个截面n∈[1，τ]处秩m的基本格式结构Tm的顶点和分支的空间。
在图4a中的模块210b，实现SISO类型的均等化和连接译码模块来执行与外部译码相关联的均等化和连接译码的迭代过程，这是针对计算在每个离散瞬间n∈[1，τ]处的每个输入符号unm的每个要素位的后面可能性比率对数值，当然，这也针对每个层m∈[1，v]。
这样的计算能以软件方式实现，例如通过应用BCJR算法，这个算法是由L.R.BAHL，J.COCKE，F.JELINEK，J.RAVIV在标题为“对最小化符号误差速率线性编码的最优化译码”的论文中说明的，该论文发表于1974年3月法国的IEEE信息理论IT-20卷第284-287页上。然后，上述算法必须被应用到整个多层组合格式结构Tθ(Vθ，Bθ)。
然而，需要实现上述最优算法的计算和存储空间被充分线性化为分支|Bθ|空间的复杂度函数，根据复杂度，这样的最大后面方法(MAP)受到快速的禁止，其不能在实际中应用。
依照译码方法和译码系统的实现，用于克服涉及复杂度的这个困难，作为本发明目标的一个可能性可存在于将每个组合基本格式结构Tm约束在子格式结构，表示为Tm(Vm，Bm)。通过截取基本传输信道的有效约束长度χc。来获取这些子格式结构，并将该长度减少到任意值，该值Km∈[1，χc]。任意值Km的指数m的参考表明这个值可从一层变化到下一层。
在这些条件下，每个子格式结构Tm的子状态根据关系(19)定义为snm={vn-K+1m;{u‾n-km+1m,...,u‾n-1m}}----(19)]]>通过特定的例子，指出当选择的任意值km等于1时，组合基本格式结构被减少到纯ST-TCM格式结构。
甚至可通过减少例如时间编码的约束长度而获取特别有利的进一步减少。在后者的情况中，组合基本格式结构被减少到纯ST-TCM格式结构的子格式结构。
注意到这样的事实，即在组合多层格式结构的子状态中仅考虑传输信道和ST-TCM基本编码的一部分记忆力。以传输复数符号{znm,t}t=1t=v]]>为形式的该调制信号包含在欧几里德分支量度(Euclidean branch metrics)计算中，然而，不能直接访问它，必须通过所知每残存物处理PSP(per survivor processing PSP)来明确重新计算。
通过借助减少由误差传播引起的熟知影响，PSP技术需要从所有传输天线到所有接收天线的传输信道为最小相位信道。不幸的是，如在现有技术中描述的，通常不可能在多路传输/接收中实现有限长度滤波器，来确切的符合上述最小相位约束成为可能。
然而，已经提出了由称为GVA算法的减少约束Viterbi算法通用化组成的处理过程。上述GVA处理过程的基本概念存在于补偿由上面提到的PSP处理引进的性能降级，而保持数量为Ω且比每子状态1个大的残存物路径。这个处理过程在这里被指明为GPSP，其代表每残存物过程的通用化。当这样的算法被应用到均等化和连接译码过程时，该GVA通用Viterbi算法显示出对误差传播现象具有很好的坚韧性，这是由R.VISOZ，P.TORTELIER和A.O.BERTHET在前面说明中提到的标题为2000年2月的IEEE电子信函第36卷第3号第227-228页的论文中描述的。
特别的，上述GPSP处理过程提出最小相位预先滤波冗余(perfilteringsuperfluous)的实现。
注意到这些通用的考虑情况，均等化和连接探测模块210b能以基于SISO类型均等化和连接译码算法的软件模块形式来实现，该算法特别适合执行均等化和多层连接译码，通过使用GPSP过程充分改善它。
在不同的SISO类型均等化和连接译码算法中，其可用来实现上述模块210a，可提出对最优多层探测和对时空译码来说的SISO算法，前面的和相反的递归通用减少状态BCJR类型算法，以及最后在较佳实施例中的，这将在下文本说明中单独描述具有单递归路径的通用化减少状态SOVA类型算法。
上述具有单递归路径的通用化减少状态SOVA类型算法的实现根据计算复杂度和需要的存储空间，通过排除后退递归(back recursion)和软输出的处理允许显著的减少，即在前进递归中的先验可能性比率的变量或对数值，这是由J.HAGENAUER，P.HOEHER在标题为“具有软决定输出的Viterbi算法及其应用”论文中的SOVA算法框架中提出的，该论文发表于1989年11月美国达拉斯IEEE全球通信系统89论文集第1680到1686页上。
对上述通用化减少状态SOVA类型算法的实现，在作为本发明目标的译码方法和系统的框架中，我们假设在每个离散时间截面n-1和在每个开始子状态s′∈Vn-1⊗]]>处，下列数量或实体是可用的●由前进递归集聚的子状态Ω量度的规则列表L1={un-1→,ωS′,ω∈[1,Ω]};]]>●由L3u‾^k=n-θ-1n-1ωS′={u‾^n-θ-1ωS′,u‾^n-θωS′,...,u‾^n-1θS′}]]>定义的相应残存物路径Ω的规则列表L2{u‾^k=n-θ-1n-1ωS′,ω∈[1,Ω]},]]>其终止于s′；
●涉及每个位并由L5L^‾k=n-θ-1n-1={L‾^n-θ1ωs′,L‾^n-θωs′,···,L‾^n-1θs′}]]>定义的Ω无符号加权的规则列表L4{L‾^k=n-θ-1n-1ωs′,ω∈[1,Ω]},]]>其在s＇终止。
SISO均等化和连接译码模块210b。实现具有一个递归路径的通用减少状态SOVA类型算法，然后就执行前进递归，并在每个截面面n∈[1，τ]处，对每个终止子状态S=Vn⊗,]]>对于每个过渡b∈Bn⊗]]>计算，这样以使b+＝s，并且对所有秩，l≤Ω，Ω×Πm=1v2Km]]>跟随在实体之后，这些实体满足关系(20)μn,‾*(s)=μn‾-1,l(b-1)+ξn,l(b)----(20)]]>其中ξn,1(b)=12σ2Σr=1p||ynr-Σm=1vΣt=1ηmΣk=0χc-1zn-km,thkm,t,r||2-lnPr(b)]]>ξn，l(b)指与分支b相关联的分支量度，Pr(b)指在分支b上的先验概率，ln指自然对数。
然后，以升值(ascending value)顺序排列满足上述关系(20)的实体。
然后，通过考虑根据关系(21)的边界条件而实现前进递归μ0‾,1(0)=0μ0‾,ω(0)=∞]]>对ω＞1 (21)以及μ0‾,ω(s)=∞,]]>s≠0，ω∈[1，Ω]然后在通向下一截面的子状态s处仅保存上述实体的最佳Ω值。同时的，过去残存物路径满足关系u‾^k=n-θ-1n-1ωs′,ω∈[1,Ω]]]>其是根据存在的过渡s＇∶un→s扩展的。该新的Ω×Πm=1m=v2km]]>潜在残存物路径，表示为u‾^k=n-θn*s′,]]>注意到其相关联量度μn，*→(s)，其被暂时保存并分类，但在考虑到与它们相关联的量度时，仅有最佳Ω路径实际被用作涉及下一截面的步骤。
同样的，在位水平处的加权的无符号过去值，表示为L‾^k=n-θ-1n-1ωs′,ω∈[1,Ω]]]>被依照存在的过渡s＇∶un→s扩展。Ω×Πm=1m=v2km]]>潜在无符号加权的值的新序列，表示为L‾^k=n-θn*S]]>根据量度μn，*→(s)的秩被暂时保存并分类。对每层m∈[1，v]和对每个输入位j∈[1，km]，该估计无符号加权的值 根据关系(22)初始化。
L^n,m,jωS=∞----(22)]]>同样的，对涉及下一截面的步骤，仅需要保存无符号加权的值的最佳Ω序列。
然后，通过选择SOVA类型算法的加权的值，均等化和连接译码模块210b前进到更新。
对每个子状态s∈Vn⊗,]]>对每层m∈[1，v]，对每个输入位j∈[1，km]并对残存物ω∈[1，Ω]的每个秩，根据关系(23)在位水平处的无符号加权值的序列从深度k＝n-1更新到深度k＝n-δL^k,m,jωs=f(L^k,m,jωs,Δn,m,jωs)----(23)]]>在上述的关系中，指出ω指在节点处量度的秩，θ指计算滞后的深度，δ指软输出或加权的输出更新的深度。通常，指出δ＝θ。
在关系(23)中，进一步指出f(.)是适应或更新函数，并且 满足关系(24)Δn,m,jωS=μn,ω‾m,j→(s)-μn,ω→(s)----(24)]]>在上述关系(24)中，ωm，j满足关系(25)ω‾m,j=min{l≥Ω+1,u^k,m,jls≠u^k,m,jωs}----(25)]]>在上述关系(23)中前面提到的更新函数f(.)可通过关系(26)定义f(L^k,m,jωs,Δn,m,jωs)=ln1+exp(L^k,m,jωs+Δn,m,jωs)exp(L^k,m,jωs)+exp(Δn,m,jωs)----(26)]]>并且在通常状态下能够根据通过关系(27)的近似值计算f(L^k,m,jωs,Δn,m,jωs)≈min{L^k,m,jωs,Δn,m,jωs}----(27)]]>当n≥θ时，然后通用化SOVA类型算法提供加权的决策，其标记在un-θ位水平上。标记在位水平上的加权的值满足关系(28)λ(un-θj)m)=(2×u^n-θ,m,j1s*-1)×L^n-θ,m,n1s*----(28)]]>通过使用第一秩和在相应位水平处的无符号加权的值的残存物路径来计算m∈[1，v]，j∈[1，km]，其每个值在由关系(29)定义的子状态s*中的截面n处终止s*=argmin{un,1→(s),s∈Vn⊕}----(29)]]>最后，可用在位un-θ，jm上的外部可能性比率的对数值由源自外部译码C0的先前可能性比率λα(un-θ,m，j)对数值的位减法(bitwise subtraction)计算，以产生满足关系(30)的有符号加权的值λc(un-θ,jm)=λ(un-θ,jm)-λa(un-θ,jm)----(30)]]>参考图4a，指出在位un-θ，jm上的外部可能性比率的对数值组成在用户帧{EIEUSOm}m=1m=v]]>位上的外部信息流，而且以形式λa(un-θ，m，j)表达的先前可能性比率对数值组成在用户帧{APIUDSm}m=1m=v]]>位上的先验信息项。
现在将结合附图5a，5b和5c给出不同的仿真结果，这些仿真结果由代表位误差速率(表示为BER)的图组成，作为信噪比Eb/N0值的功能，其以dB表达，对依照作为本发明目标编码的一个和相同的源数字信号，然后依照作为本发明目标的相同方法传输和译码，当通过SOVA类型均等化和连接译码过程实现后者时，对上述过程参数化的不同配置。
图5a中所示的是对第一、第二和第三迭代的位误差速率BER，表示为#1，#2和#3，对类型EQ-3的严重规格化(normalized)传输信道，并且针对等于3位/秒/赫兹的整个系统的充分常数谱效率。传输天线的数量等于4，并且接收天线的数量等于2。
使用C0的外部编码是具有速率3/4的8个状态的系统递归回旋代码，并且对每层的同样内部编码Ξm是对每层具有4个状态的速率1/2的非系统非递归代码，其映射到QPSK类型丛并产生无效ST-TCM。
在这些条件下，编码的全部速率等于3/8。
脉冲的数量被设置为每帧等于n＝8，并且每个脉冲包含128个QPSK符号。
对返回轨迹变量(trackback variable)θ＝15、更新变量δ＝15的深度以及许多残存物路径Ω＝8，实现SOVA类型探测连接均等化过程。
对给出的开始位误差速率，大约在第一迭代处的1.00×10-1，对等于1.00×10-2的位误差速率，注意1dB量级的减少在第一和第二迭代之间。
图5b中所示为对第一、第二和第三量级的位误差速率BER，表示为#1，#2和#3，对类型EQ-3的严重规格化传输信道，并且针对等于2位/秒/赫兹的整个系统的充分常数谱效率。传输天线的数量等于3，并且接收天线的数量等于2。
使用C0的外部编码是具有速率2/3的8个状态的系统递归回旋代码，并且对每层的同样内部编码Ξm是对具有4个状态的速率1/2的非系统非递归代码，其映射到QPSK类型丛并产生无效ST-TCM。
在这些条件下，编码的全部速率等于1/3。
脉冲的数量被设置为每帧等于n＝8，并且每个脉冲包含128个QPSK符号。
对返回轨迹变量θ＝15、更新变量δ＝15的深度以及许多残存物路径Ω＝8，实现SOVA类型探测连接均等化过程。它被应用到减少为16个状态的内部格式结构。
在图5b中，对充分等于1.00×10-2的位误差速率，可注意到在1dB量级信噪比中的增益在第一和第三迭代#1和#3之间。
最后，图5c中所示的是相似于图5b中的仿真条件，然而其中用于SOVA类型均等化和连接译码过程实现的残存物路径的数量包含许多残存物路径Ω＝6。
尽管在表达为dB作为信噪比Eb/N0函数的位误差速率BER的减少显现得比在图5b情况下的小，但是对在第一和第三迭代#1，#3之间的位误差速率BER＝1.00×10-3，信噪比Eb/N0中的增益接近于1.5dB。
权利要求
1.一种在多路传输和接收中对由时空组合编码的数字数据流编码方法，其特征在于其基于初始数字数据流，存在于—通过特定速率的第一代码，将所述初始数字数据流附属于外部编码，以产生编码数字流；—将细分为连续块的所述编码数字流附属于块交叉过程，以产生编码数字流；—将所述编码和交叉数字流附属于多路信号分离，所述编码和交叉数字流，这样其被细分为数量为v的基本交叉编码数字流；—通过至少一个特定速率的第二代码将每个基本交叉编码数字流附属于内部编码，以产生一组基本数字流，其由时空组合编码；—通过相异传输天线在传输信道上传输由符号组成的每个基本数字流，该组所述传输天线形成空间分集性阵列，以产生一组传输基本数字流，其显示空间和时间分集性，因此使这一点成为可能，即在接收中，执行由时空组合编码的数字数据流的译码，并且其由所述组传输基本数字流组成，这是基于代表空间和时间分集性的先验信息的。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述使获取所述内部编码成为可能的至少一个第二代码是特定速率的唯一代码，其被应用到每个基本交叉编码数字流。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述使获取所述内部编码成为可能的至少一个第二代码是特定速率的独特代码，其被应用到基本交叉编码数字流的其中一个。
4.如权利要求1到3中之一所述的方法，其特征在于所述使获取所述内部编码成为可能的至少一个第二代码由时空格式结构编码调制类型代码组成，每个代码被应用到每个基本交叉编码数字流，以产生许多调制符号流，在所述传输信道上传输的每个调制符号流从相异传输天线中散发出，对所述时空格式结构编码调制类型的每个代码的相异传输天线组形成空间分集性天线的子阵列。
5.一种在多路传输和接收中对由时空组合编码的数字数据流译码的方法，这个编码数字数据流由至少一组基本数字流组成，通过特定速率的第一代码，由初始数字数据流的第一外部编码获取该组基本数字流，编码数字流的块交叉从这个第一外部编码中散发出，对在特定数量v个多路信号分离路径上获取的编码和交叉数字流进行时间上多路信号分离，这样，这个编码和交叉数字流被细分为一个和相同数量v个基本编码和交叉数字流，通过至少一个特定速率的第二代码将每个基本编码和交叉数字流附属于第二内部编码，以产生所述组基本数字流，其由时空组合编码，通过相异传输天线，每个基本数字流的传输由符号组成，所述传输天线的组形成空间分集性传输天线的阵列，其特征在于所述译码过程存在于—接收所述由时空组合编码的数字数据流，并且由在许多接收天线上的传输信道中传输的所述组的基本数字流，所述接收天线的数量是独立于传输天线的数量v的，并且形成空间分集性接收天线阵列，以定义一组接收调制符号的基本流；—通过基于在由第一外码和交叉编码位上的外部信息流的所述第二内部编码，将所述组的接收调制符号的基本流附属于所述传输信道的均等化和连接译码的迭代过程，而且其从基于所述外码的译码中散发出，在由所述第一外码和交叉编码位上的所述外部信息流组成先验信息项，以产生在由所述第一外码和交叉编码位上的第一外部信息流；—将所述第一外部信息流附属于解交叉，以产生在源自所述均等化和连接译过程的编码位上的第二外部信息流；—将在所述编码位上的所述第二外部信息流附属于基于所述第一外码的译码，以产生在所述编码位上的第三外部信息流，并从基于所述第一外码的译码散发出；—将所述第三外部信息流附属于交叉，以产生在由所述第一外码和交叉编码位上的所述外部信息流，组成所述先验信息项；—将所述先验信息项再注入到对所述传输信道均等化和连接译码的迭代过程中。
6.如权利要求书5的方法，其特征在于，对所述时空格式结构编码调制类型的第二内部编码，均等化和连接译码的所述迭代过程存在于—对在由所述第一外码和交叉编码位上的所述外部信息流进行多路信号分离，组成所述先验信息项，作为一组在被细分为包的用户帧位上的先验信息流。—用软输入/输出进行均等化和连接译码，其被应用到具有减少状态数量的格式结构，这个格式结构被定义为所述时空格式结构编码调制和参考到那里的基本存储信道的组合格式结构的积，其本身具有减少数量的状态，以产生在所述用户帧位上的加权的输出流；—从所述用户帧位上的加权的输出的每个流中提取所述用户帧位上的所述先验信息项，以产生所述用户帧位上的外部信息流；—多路传输所述用户帧位上的外部信息流，以产生在由所述第一外码和交叉编码位上的所述第一外部信息流。
7.如权利要求5或6所述的方法，其特征在于，通过所述第一外码的所述译码存在于—通过所述第一外码，将源自所述均等化和连接译码过程的所述编码位上的所述第二外部信息流附属于具有加权的输入/输出的译码，以产生代表在所述编码位上的后面信息项的加权的输出流；—从代表在所述编码位上的后面信息项的加权的输出流中减去所述第二外部信息流，以产生在所述编码位上的所述第三外部信息流。
8.一种在多路传输和接收中用于对由时空组合编码的数字数据流编码的系统，这个系统至少包含—初始数字数据流的外部编码装置，基于特定速率的第一代码，以产生被细分为连续块的编码数字流；—块交叉装置，其使这一点成为可能，即基于所述编码数字流，产生显示时间分集性的交叉编码数字流；—多路信号分离器装置，其接收所述交叉编码数字流，使这一点成为可能，即产生数量为v的基本交叉编码数字流；—许多内部编码装置，其基于特定速率的至少一个第二代码，每个内部编码装置接收其中一个所述基本交叉编码数字流，以产生一组基本数字流，其由时空组合编码并由符号组成；—许多路传输天线，其用于由时空组合编码并由符号组成的每个基本数字流，相异传输天线获取基本数字流的传输，所述传输天线组形成空间分集性阵列，所述系统使这一点成为可能，即产生一组显示空间和时间分集性的传输基本数字流，因此使这一点成为可能，即在接收中，执行基于代表所述空间和时间分集性先验信息的传输基本数字流的译码。
9.如权利要求8的编码系统，其特征在于，对使获取由时空格式结构编码调制类型代码组成的所述内部编码成为可能的第二编码而言，每个代码被应用到每个基本交叉编码数字流，以产生许多调制符号流，所述相异传输天线被置于天线组中，其每个传输调制符号流，对每个类型的时空格式结构编码调制的相异传输天线组形成空间分集性天线的子阵列。
10.一种在多路传输和接收中用于对由时空组合编码的数字数据流译码的系统，这个编码数字数据系统至少由一组传输基本数字流组成，该传输基本数字流是通过特定速率的第一代码由初始数字数据流的第一外部编码获取的，所述编码数字流的块交叉从这个第一外部编码中散发出，从特定数量v个的多路信号分离路径上获取的编码和交叉数字流的时间多路信号分离，这样，这个编码和交叉数字流被细分为一个和相同数量v个的基本编码和交叉数字流，通过至少一个特定速率的第二代码将每个基本编码和交叉数字流附属于第二内部编码，以产生这组基本数字流，其由时空组合编码，通过根据在传输信道上传输的一组基本流的相异传输天线，每个基本数字流的传输被细分为符号，所述传输天线的组形成空间分集性传输天线阵列，这个译码系统包含—许多接收天线，其使这一点成为可能，即接收在这个传输信道上传输的所述该组基本数字流，所述接收天线的数量独立于传输天线的数量v并形成空间分集性接收天线的阵列，以定义接收调制符号的一组基本流；—由迭代均等化和迭代连接探测以及迭代译码接收的调制符号的所述基本流的turbo检测装置，所述turbo检测装置包含■传输信道的均等化和连接译码的装置，通过基于由所述第一外码和交叉编码位上的外部信息流的所述第二内部编码，并且其从基于所述外码的译码中产生，在由所述第一外码和交叉编码的所述位上的所述外部信息流组成先验信息项，所述传输信道的均等化和连接译码的所述装置使这一点成为可能，即基于所述接收调制符号的基本流，产生在由所述第一外码和交叉编码位上的第一外部信息流；■解交叉所述第一外部信息流的装置，以产生在源自均等化和连接译码所述装置的所述编码位上的第二外部信息流；■基于接收所述第二外部信息流的所述第一外码的译码装置，并使这一点成为可能，即产生在所述编码位上的第三外部信息流，其基于所述第一外码从所述译码中产生；■交叉所述第三外部信息流的装置，以产生在由所述第一外码和交叉编码位上的所述外部信息流，组成被再注入所述传输信道的均等化和连接译码所述装置的所述先验信息项。
11.如权利要求10所述的系统，其特征在于均等化和连接译码的所述装置包含—用于注入所述先验信息项的模块，其包含多路信号分离器装置，其接收由所述第一外码和交叉编码位上的所述外部信息流组成的先验信息项，并提供一组在用户帧上位上的一组先验信息流，所述流组在一个和与在传输中产生的基本编码和交叉数字流的数量相同，为v个的多路信号分离路径上进行多路信号分离；—用接收为输入的加权的输入/输出译码的装置，在一方面，在所述用户帧位上的所述先验信息流，以及在另一方面，接收调制符号的所述基本流，并提供在所述用户帧位上的加权的输出的流；—多个减法器装置，其使这一点成为可能，即从所述用户帧位上的加权的输出的每个流中减去在用户帧所述位上的先验信息项，并提供在所述用户帧位上的外部信息流；—多路复用器装置，其用于多路传输外部信息流，这使这一点成为可能，即基于所述用户帧位上的所述外部信息流，提供在由所述第一代码和交叉编码位上的所述第一外部信息流。
12.如权利要求书10或11所述的系统，其特征在于基于所述第一外码的译码的所述装置包含—具有加权的输入/输出的译码模块，其接收在源自所述均等化和连接译码过程的编码位上的所述第二外部信息流，并提供代表在所述编码位上后面信息项的加权的输出流；—减法器模块，其使这一点成为可能，即从代表在所述编码位上的后面信息项的所述加权的输出流中减去所述第二外部信息流，并提供在编码位上的所述第三外部信息流，其从基于所述第一外码的译码中产生。
全文摘要
本发明涉及在多路传输和接收中，对由时空组合编码的数字数据流编码和译码的方法。在传输中，初始流(IDS)被附属于外部编码(A)，块交叉(B)，在许多路径上的多路信号分离(C)，以及在每条路径中的内部编码Ξm，然后在许多(v)相异天线中传输，其形成空间分集性阵列。在接收中，通过独立于传输天线数量的数量为v的接收天线观测(F)传输的编码符号流，该观测编码符号流
文档编号H03M13/45GK1496624SQ02806429
公开日2004年5月12日 申请日期2002年2月14日 优先权日2001年2月21日
发明者A·贝尔泰, A 贝尔泰, R·维索兹, 髯 申请人:法国电信局