专利名称：高频功率放大器电路与用于高频功率放大器的电子部件的制作方法
相关申请的交互参考本发明要求2003年10月16日递交的申请号为2003-356219的和2003年10月16日递交的申请号为2003-356218的日本专利申请的优先权，在此将其内容并入本申请以作参考。
背景技术：
(1)本发明涉及一种适用于高频功率放大器电路的有效技术，以及一种并入了这一高频功率放大器电路的高频功率放大器的电子部件，具体地讲，本发明涉及一种用于在使用一种电流镜方法在高频功率放大器电路中实现稳定放大特性以向放大晶体管提供偏压的技术。
(2)把一个使用诸如MOSFET(绝缘栅场效应晶体管)或GaAs-MESFET的高频功率放大器电路(通常具有多级合成)并入一个诸如蜂窝电话的射频通信系统(移动通信系统)的发射侧输出单元中。
(3)通常，在大多数情况下，把这种高频功率放大器电路构造为一种单一的电子部件。在这一电子部件中，把一个包括一个放大晶体管及其偏置电路的半导体芯片与一个诸如另一个半导体芯片或电容器的离散的部件一起，安装在一个绝缘的基片上，例如，安装在其中表面或内部施加了所印制的导线的陶瓷基片上，各部件通过所印制的导线或一条接合导线被耦合。把这种电子部件称为RF功率模块。
(4)顺便提及，在用于蜂窝电话的RF功率模块中使用半导体芯片的情况下，高度集成正在向能够使这种模块具有高性能和最小化的方向发展。而且，在最近几年中，从高频放大特性的稳定化的角度，提出了一种与RF功率模块相关的发明(例如，参考专利文档1)。根据这一发明，如图12中所示，提供了把栅极共连于其的一个放大FETQ0和一个偏置Q1。通过一个由FET Q3和Q4组成的电流镜电路生成一个偏流Iin，其中把来自一个恒流源CI的电流传送于该电流镜电路。把这一偏流Iin施加于偏置FET Q1，并且使用一种电流镜方法把一个偏压提供于放大FET Q0，然后，根据Q1和Q0的宽度比，施加一个电流Iout。
(5)在一个通过这样一种电流镜方法向放大FET Q0提供偏压的RF功率模块中，即使FET临界电压(Vth)出现耗散(scatter)，施加于放大FET Q0的无功电流也不会发生变化。因此，作为一个优点，不需要校正元件耗散，并且合格率得以提高。另外，在本说明书中，在其中未输入一个高频信号，即没有信号的状态下，当通过电流镜方法向放大晶体管提供偏压时，把施加于放大晶体管的漏极电流称为无功电流。
(6)而且，还提出了一个关于改进了高频放大特性的高频功率放大器电路(参考图13)的发明(例如，参考专利文档2)。根据这一发明，把一个具有双栅极结构的FET或两个串行的FET用作RF功率模块的一个第一级功率放大元件，以调整一个具有单侧栅极电压的互导(gm)的饱和点(最大电流)以及在饱和点附近操作RF功率模块。公开号为2003-017954的日本未经审查的专利申请。公开号为2004-193846的日本未经审查的专利申请。
发明内容
(6)为了提高RF功率模块的高频功率放大特性以及实现高度集成，有效的方法是减小放大FET的沟道长度。然而，一种人们所熟悉的现象是，在一个其中其沟道长度较短的FET的区域中，如图13中所示，由于沟道长度的微小耗散，临界电压Vth和沟道长度调制系数λ出现明显耗散。把这样的一种现象称为短沟道效应。
(7)在一个使用一种电流镜方法向放大FET提供偏压的RF功率模块中，当FET临界电压Vth或沟道长度调制系数λ出现明显耗散时，不能获得一个所希望的电流镜比(mirror ratio)。因此，放大FET的漏极电流(无功电流)自一个所希望的值偏移，从而不能获得一个所希望的高频功率放大特性，例如不能输出需要的输出功率，而且功耗增加。然而，在传统的电流镜方法以及先前发明的RF功率模块中，不考虑因FET短沟道效应而导致的一个偏压点的偏移。因此，如果在使用具有短沟道长度的放大FET的RF功率模块中不采取任何校正措施，模块之间的高频功率放大特性的耗散增大，以致达到耗散不能忽略的程度，从而存在着不能获得稳定放大特性的可能性。
(8)另外，假设还由一个外部电阻元件校正因FET短沟道效应所导致的偏压点的偏移。然而，在这一情况下，由于需要精确地测量FET特性和调整电阻元件的步骤，所以导致了成本的增加。
除此之外，在一个短沟道FET中，甚至是在一个饱和区中也不能忽略沟道调制系数λ，而且电源电压随着用户系统的不同而稍有不同。因此，即使不通过调整外部电阻元件来校正偏压点的偏移，显然当电源电压随将加以使用的用户系统的不同而不同时，由于λ的影响，也不能把一个所希望大小的无功电流施加于一个放大FET。
(9)另外，还假设在图12的电路中，高频放大器电路使用双极晶体管取代了FET Q0和Q1。由于使用了双极晶体管，所以可以防止因短沟道效应所产生的故障。然而，在双极晶体管中，尽管在FET中不会出现短沟道效应，但存在着早期效应，即使保持基极发射极电压不变，但当集电极发射极电压增大时，有效的基极宽度会减小，而且集电极电流也会增大。
(10)因此，在把双极晶体管用作放大元件的高频放大器电路中，当放大晶体管的基极的度厚度比较薄时，由于每一芯片的制造耗散，元件大小(基极厚度)将出现耗散。在这一情况下，由于早期效应的影响，每一芯片的基极的偏压点发生耗散，而且集电极电流(无功电流)也会发生变化。因此，存在着不能获得高频功率放大特性的可能。
(10)而且，如图27中所示，高频功率放大器电路把两个串行的FET Qa和FET Qb分别作为一个偏置元件和一个功率放大元件，以使用一种电流镜方法向功率放大元件提供偏压。在合成中，串行的两个FET的一个栅极和另一个栅极之间的电位差的确定将依赖于把偏流Iin施加于电阻器R121或R122所生成的电压。因此，如图31所示，当因沟道杂质浓度的耗散导致临界电压Vth耗散时，显然，即使漏极电流相等，gm也会变化，而且高频功率放大特性将会耗散。而且，当因短沟道效应导致临界电压Vth和沟道长度调制系数λ出现明显耗散时，显然漏极电流和gm会变化，高频功率放大特性会更进一步地耗散。在以下的例子中，还将详细地描述这一问题。
(11)本发明的一个目的是，在使用一种电流镜方法向放大FET提供偏压的高频功率放大器电路中，能够自动校正因FET短沟道效应所产生的一个偏压点的偏移，并且能够减小高频功率放大器电路芯片之间高频功率放大特性的耗散。
(12)本发明的一个目的是，在使用一种电流镜方法向放大放大双极晶体管提供偏压的高频功率放大器电路中，能够自动校正因双极晶体管的早期效应所产生的一个偏压点的偏移，并且能够减小高频功率放大器电路芯片之间高频功率放大特性的耗散。
(13)本发明的另一个目的是，提供一种拥有高频功率放大特性的较小耗散，并且能够实现最小化和高度集成的高频功率放大器电路，以及一种用于其中建造了这种高频功率放大器电路的高频功率放大器的电子部件(RF功率模块)。
(11)本发明的另一个目的是，在一种把双栅极结构或串行结构的FET用作为一个第一级功率放大元件，以使用一种电流镜方法向放大FET提供偏压的高频放大器电路中，能够自动校正因FET短沟道效应和沟道杂质浓度的耗散所产生的偏压点的偏移，并且能够减小高频功率放大器电路芯片之间高频功率放大特性的耗散。
(12)本发明的另一个目的是，在一种在一第一级功率放大元件使用双基极结构或串行结构的双极晶体管，以使用一种电流镜方法向放大晶体管提供偏压的高频功率放大器电路中，能够自动校正因双极晶体管早期效应和沟道杂质浓度的耗散所产生的偏压点的偏移，并且能够减小高频功率放大器电路芯片之间高频功率放大特性的耗散。
(13)本发明的另一个目的是，提供一种拥有高频功率放大特性的较小耗散，并且能够实现最小化和高度集成的高频功率放大器电路，以及一种用于并入了这种高频功率放大器电路的高频功率放大器的电子部件(RF功率模块)。
(14)通过本说明书的描述以及所给出的附图，本发明以上的和其它的目的、以及新的特性，将会变得十分明显。
(15)以下将描述本申请中所公开的各发明中一个典型的发明的梗概。
即，在一种使用一种电流镜方法向一个放大晶体管提供偏压的高频功率放大器电路中，本发明具有一个电流模拟晶体管，拥有与一放大晶体管相同的沟道长度或基极宽度，并且按与放大晶体管相同的工艺加以形成；以及一个二极管连接的晶体管，串行地连接在该电流模拟晶体管上。本发明还具有一个向放大晶体管和电流模拟晶体管提供这样一个偏压的偏压生成电路，该偏压生成电路把一个根据施加于二极管连接的晶体管的电流所形成的一个电压与一个由把来自恒流电路的电流转换成电压的电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，抑制因短沟道效应或早期效应而导致的放大晶体管的无功电流的变化。
(16)更具体地讲，本发明提供有一个偏压生成电路，该偏压生成电路包括一个电流模拟晶体管，该电流模拟晶体管拥有与一放大晶体管相同的沟道长度或基极宽度，并以与放大晶体管相同的工艺加以形成；一个二极管连接的晶体管，串行地与电流模拟晶体管相连；一个晶体管，使用一种电流镜方法连接于二极管连接的晶体管；一个第一电流-电压转换元件，串行地连接于该晶体管；以及一个差分放大器电路，把从第一电流-电压转换元件所生成的电压与从第二电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，其中第二电流-电压转换元件把来自一个恒流电路的一个恒流转换成一个电压，并根据一个电位差输出该电压。差分放大器电路的操作旨在使第一电流-电压转换元件所生成的电压能够与参考电压相匹配，并且把差分放大器电路的一个输出电压施加于放大晶体管的一个控制引脚。
(17)根据以上所提到的装置，即使放大晶体管的沟道长度或基极宽度耗散，也可以生成一个校正的偏置电压，致使放大晶体管的放大特性自动成为一个所希望的特性，而无需测量放大晶体管的特性，以及无需调整一个电阻元件，并可将其提供于放大晶体管的一个控制引脚(栅极引脚或基极引脚)。
(18)此时，所希望的是，把电流模拟晶体管Tr1的基极宽度或发射极大小制造得小于放大晶体管的基极宽度或发射极大小。因此，可以抑制因提供放大晶体管所导致的功耗的增加。
(19)而且，所希望的是，电流模拟晶体管的沟道长度或基极宽为Lg(Tr1)或Lb(Tr1)，串行连接于Tr1的二极管连接的晶体管Tr2的沟道长度或基极宽为Lg(Tr2)或Lb(Tr2)。另外，电流-电压转换元件还具有一个二极管连接的晶体管。在这一情况下，当把晶体管Tr3的沟道长度设置成Lg(Tr3)时，建立了一个满足Lg(Tr3)＞(Tr1)或Lb(Tr3)＞Lb(Tr1)的关系。而且还建立了一个满足Lg(Tr2)≥Lg(Tr3)＞Lg(Tr1)或Lb(Tr2)≥Lb(Tr3)＞Lb(Tr1)的关系。
(20)因此，可以把一个不依赖放大晶体管的沟道长度或基极宽度的耗散的参考电压生成为输入于差分电路的参考电压，从而可以精确地把禁止放大晶体管的无功电流因沟道效应或早期效应而变化的这样的一个偏压提供给放大晶体管。
(21)另外，所希望的是，提供一个输出功率检测晶体管，其被连接，以致于可以把与施加于一个末级放大晶体管的栅极引脚或基极引脚的电压相同的电压施加于该栅极引脚或基极引脚，而且其中流动着一个与流向放大晶体管的电流成比例的电流。因此，通过把一个可由输出功率检测晶体管加以检测的电流反馈到一个偏置电路，并控制偏置电压，可以控制具有良好线性特性的输出功率。
(15)另外，以下将描述的本申请中所公开的一个发明。
即，根据这一发明，高频功率放大器电路使用了这样一个双栅极结构或双基极结构晶体管在一个串行的第一级功率放大元件或晶体管中，具有两个控制引脚，以使用一种电流镜方法向一个放大晶体管提供偏压。在这一高频功率放大器电路中，可以独立地设置放大晶体管的两个控制引脚的偏置电压，并且使两个控制引脚的偏压比为常数。本发明包括一个电流模拟晶体管，具有与放大晶体管相同的结构和相同的沟道长度或基极宽度，并且按与放大晶体管相同的工艺加以形成；以及一个偏压生成电路，向放大晶体管和电流模拟晶体管提供这样的一个偏压，以致于可以把根据施加于电流模拟晶体管的电流所形成的一个电压与一个电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，其中电流-电压转换元件把一个参考电流(Iin)转换成一个电压；并禁止放大晶体管的无功电流因短沟道效应或早期效应而变化。
(16)更具体地讲，本发明包括一个双栅极或双基极的电流模拟晶体管，具有与双栅极或双基极的放大晶体管相同的沟道长度或基极宽度，并且按与双栅极或双基极的放大晶体管相同的工艺加以形成；以及一个二极管连接的晶体管，拥有一个使临界电压和沟道长度调制系数不因制造耗散而变化的沟道长度，以及使一个有效基极宽度不因制造耗散而随集电极发射极电压而变化的基极宽度。本发明包括一个第一偏压生成电路，把一个根据施加于二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与把来自一个电流控制电路的电流转换成一个电压的电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，并且把禁止放大晶体管的无功电流因短沟道效应或早期效应而变化的这样的一个偏压提供给把放大晶体管的一个将加以放大的信号输入于其的第一栅极或第一基极，以及电流模拟晶体管与其相对应的第一栅极或第一基极；以及一个第二偏压生成电路，把根据施加于二极管连接的晶体管的电流所形成的一个电压与把来自电流控制电路的电流转换成一个电压的电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，并向放大晶体管和电流模拟晶体管的第二栅极或第二基极提供偏压。
(17)根据以上所提到的装置，即使放大晶体管的沟道长度、基极宽度、以及沟道杂质浓度耗散，也可以自动生成一个校正的偏置电压，致使放大晶体管的放大特性可成为一个所希望的特性，并可将其提供于放大晶体管的栅极或基极，而无需测量放大晶体管的特性，以及无需调整一个电阻元件。
(18)此时，所希望的是，一个高频功率放大器电路包括一个功率放大元件，具有级联的多个放大器级，其中每一个放大器级分别放大一个高频信号；以及一个电流-电压转换元件，通过施加一个预先确定的电流，把电流转换成电压。在这一高频功率放大器电路中，把一个相应于电流-电压转换元件所生成的电压的电压施加于功率放大元件的控制引脚，从而使一个与流向电流-电压转换元件的电流成比例的电流流动，在该高频功率放大器电路中，把一个双栅极的FET或一个双基极的双极晶体管用作为一个第一级放大器级的功率放大元件。因为拥有多个放大器级的高频功率放大器电路在第一级放大器级中要求一个最佳线性特性的输出功率控制特性，所以通过使用双栅极的FET或双基极的双极晶体管，即使在一个低输出功率电平的区域中，也能获得线性输出功率控制特性，并且能够防止因制造耗散所导致的控制特性的恶化。
(19)另外，所希望的是，本发明配备有一个向其输入一个输出功率控制电压的外部引脚和一个向其输入预先确定的固定电位的外部引脚，以及一个从输入于这两个外部引脚的电压中选择其中之一，并且能够将其提供于偏压生成电路的开关。该开关装置在一个其中把一个调频高频信号输入于放大晶体管的第一模式中选择输入于第一外部引脚的电压；以及在一个其中把一个调相的和调幅的高频信号输入于放大晶体管的第二模式中选择输入于第二外部引脚的电压。因此，放大了多种调制方法所调制的高频信号，并且通过单个电路或单个模块将其输出。
(22)以下将简要描述从本申请中所公开的这些发明中一个典型发明所获得的结果。
即根据本发明，在一个高频功率放大器电路中，自动校正因FET短沟道效应、双极晶体管的早期效应、以及沟道杂质浓度的耗散所导致的偏压点的偏移，并能够减小芯片之间高频功率放大特性的耗散。
(23)而且，根据本发明，甚至当正向地把短沟道长度或薄基极宽度的FET的一个双极晶体管用作高频功率放大器电路的一个放大晶体管，以改进高频功率放大器的特性，并实现最小化时，可以减小模块之间的性能耗散。
(22)另外，根据本发明，还提高了高频功率放大特性的可控性，并且可以改进高频功率放大器电路和安装了高频功率放大器电路的模块的通用性。
图1是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第一实施例；图2A和2B为特性图，描述了高频功率放大器电路中偏置电路的电流Iin和根据这一电流Iin施加于一个放大FET Q0的电流Iout之间的关系，其中图2A示出了本发明的一实施例，图2B说明一个传统的例子；图3是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第二实施例；图4A是一个特性图，描述了一个第三实施例的高频功率放大器电路中偏置电路的输出功率控制电压Vapc和电流Iin之间的关系。图4B是一个特性图，描述了控制电压Vapc和施加于放大FET Q0的电流Iout之间的关系；图5是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第三实施例；图6是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第四实施例；图7是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第一种改型；图8是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第二种改型；图9是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第三种改型；图10是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第四种改型；图11是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第五种改型；图12是一个电路方框图，描述了传统高频功率放大器的一个例子；图13描述了当缩短FET沟道的长度时，沟道长度、临界电压Vth和沟道长度调制系数λ之间的关系；图14A描述了高频功率放大器电路中输出功率控制电压Vapc和无功电流Iout之间的关系；以及图14B描述了图12的传统的高频功率放大器电路中的输出功率控制电压Vapc和无功电流Iout。
图15是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第五实施例；图16是一个特性图，描述了在这一实施例的高频功率放大器电路图27的传统电路中，当因把一个栅极长度较短的FET用作放大FETQb1而导致临界电压Vth和沟道调制系数λ耗散时，偏置电流(输入电流)Iin2和无功电流Iin2之间的关系；图17是一个特性图，描述了在这一实施例的高频功率放大器电路图27的传统电路中，当因把长栅极的短FET用作放大FET Qb1而导致临界电压Vth耗散时，或当因其中不产生短沟道效应的一个区域中沟道杂质浓度的耗散而导致Vth耗散时，或当因这两个组合效应导致Vth耗散时，偏置电路(输入电流)Iin和双栅极的放大FET Q1和Qb2的第一栅极和第二栅极的偏压比(ΔVgsb2/ΔVgsb1)之间的关系；图18是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第六实施例；图19是一个特性图，描述了一个第六实施例的高频功率放大器电路中控制电压Vapc和施加于放大FET Qb的电流Iin1之间的关系；图20是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第七实施例；图21是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第五种改型；图22是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第六种改型；图23是一个电路方框图，描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第七种改型；图24是一个结构图，描述了使用本实施例的高频功率放大器电路的一个诸如蜂窝电话的射频通信系统的一个合成实例；图25是一个电路方框图，描述了传统高频功率放大器电路的一个实例；图26描述了当FET沟道的长度较短时，沟道长度、临界电压Vth、以及沟道长度调制系数λ之间的关系；图27是一个电路方框图，描述了传统高频功率放大器电路的另一个例子；图28是一个特性图，描述了在图27的传统的高频功率放大器电路中，当把双栅极的放大FET的上FET Qb2的栅极电压Vgsb2设置成某一值时，下FET QB1的栅极电位Vgsb1和QB1或Qb2的漏极电流Ids之间关系；图29是一个特性图，描述了在图27的传统的高频功率放大器电路中，当把双栅极的放大FET的上FET Qb2的栅极电压Vgsb2设置成某一值时，下QB1的gm和漏极电流Ids之间关系；图30是一个特性图，描述了在图27的传统的高频功率放大器电路中，当双栅极的FET的临界电压Vth耗散时的Ids-gm特性。
图31是一个特性图，描述了FET的临界电压Vth的沟道杂质浓度依赖性。
具体实施例方式
(24)下将详细描述本发明的各实施例。
(25)图1描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第一实施例粗略组成。尽管未特别加以限制，但例如把具有诸如图1的实施例所示的这样的组成的3个高频功率放大器电路级联地加以连接，并与一个外部电阻元件或一个电容元件一起将它们安装在一个绝缘的基片上，例如安装在一个陶瓷基片上，从而构成一个RF功率模块(参考图9和图10)。另外，级联连接意味着把3个功率放大器电路这样地加以连接把前一级高频输出输入到下一级输入引脚。从组成角度而言，每一级的高频功率放大器电路分别与图1的相同，但在放大FET的大小(栅极宽度)方面不尽相同。按第一级、第二级、以及第三级这样的顺序，使用越来越大尺寸的FET。在本实施例的FET中，因为沟道长度等于栅极长度，以及沟道宽度等于栅极宽度，所以以下把沟道长度和沟道宽度均描述为栅极长度和栅极宽度。
(26)本实施例的高频功率放大器电路包括一个放大FET Q0，连接在一个输出引脚(pad)P1和一个接地点GND之间；一个参考偏压电路11，生成放大FET Q0的一个参考栅极偏压；一个电流模拟电路12，模拟施加于放大FET Q0的电流Iout；以及一个偏压校正电路13，根据通过电流模拟电路12所检测的电流，通过校正通过参考偏压电路11所生成的一个偏置电压，校正放大FET Q0的偏压状态，并且把这一偏置电压提供给放大FET Q0的栅极引脚。
(27)放大FET Q是一种FET(例如，Lg＝0.3μm)，其栅极长度Lg短于通常的FET。而且，作为一个整体的RF功率模块，由于当到达后级放大器电路时，输出功率增加，所以，例如，第一级放大器电路的放大FET Q0的基极宽度Wg为2mm。末级放大器电路的放大FET的基极宽度Wg为60mm。第二级放大器电路的放大FET Q0的基极宽度Wg为2mm和60mm之间的一个中间值。
(28)把每一个放大FET Q0的栅极引脚连接于一个向其输入一个将加以放大的高频信号RFin的外部引脚(pad)P2，并把放大FET Q0的漏极引脚连接于输出引脚P1。通过一个电感器L1把输出引脚P1连接于电源电压引脚Vdd，用于截止高频分量，并与一个阻抗相匹配，然后通过一个电容器C1将其连接于下一级放大器电路的一个高频输入引脚(未在图中加以说明)。外部引脚P1和P2的电容器C1和电容器C2为截止高频信号的直流分量的电容元件。这些电容元件C1和C2也可以为离散部件，但可以具有一对形成在构成一个模块基片的介电层的前与后上的导电层。甚至电感器L1还可具有形成在模块基片上的微带线。
(29)参考偏压电路11拥有所谓的二极管连接的偏压FET Q0，其中把栅极和漏极相耦合；一个P沟道型标准MOSFET Q4，串行地连接在偏置FET Q1的漏极引脚和电源电压引脚Vdd之间的Q1；以及一个P沟道型标准MOSFET Q3，共栅极连接于MOSFET Q4。MOSFET Q3形成一个其中把栅极和漏极相耦合的二极管连接，Q3和Q4构成一个电流镜电路。在图12中所示的传统的电流镜方法的偏压电路中，偏压FET Q1是一个相应于这样一个FET的FET其中经由一个电阻器R2把栅极引脚连接于放大FET Q0的栅极引脚，并且把相同的符号Q1附在其上。
(30)经由连接于一个外部引脚P3的一个电阻元件R1，把MOSFET Q3的漏极引脚连接于一个接地点，并且通过适当地设置这一电阻元件R1的电阻的值，可以把施加于Q3和Q1的电流设置成一个所希望的值。在这一例子中，一个恒流电路具有MOSFET Q3和Q4、以及电阻元件R1。把FET Q1以二极管形式连接，以把施加于恒流电路的电流转换成电压。
(31)而且，尽管没有特别加以限制，但在本实施例中按与放大FET Q0相同的工艺形成FET Q1。因此，可以减小元件大小，出于同样原因，可以减小芯片的大小。具体地讲，在按通常CMOS工艺形成的标准MOSFET Q3和Q4中，栅极长度为2μm，而在按一种不同工艺形成的FET Q1中，栅极长度Lg具有0.5μm这样的值，因此不能够产生如图13所示的如此短的沟道效应。
(32)电流模拟电路12具有一个模拟FET Q7，其中按与放大FETQ0相同的工艺形成的栅极长度Lg具有与Q0相同的0.3μm的值；以及一个标准MOSFET Q6，串行地与FET Q7相连。FET Q7把与施加于Q0的栅极的电压相同的电压施加于栅极，因此可以模拟放大FET Q0的漏极电流。然而，因为施加于放大FET Q0的电流偏高，所以当相同大小的电流流向放大FET Q0和模拟FET Q7时，整个电路的功耗将增大。因此，Q7把基极宽度Wg设置为Q0的十分之几～百分之几。具体地讲，对于第一级，模拟FET Q7的栅极宽度Wg大约为80μm，对于第二级，大约为160μm，对于相对放大FET Q0的第三级，具有一个2mm～60mm的栅极宽度。串行连接于这一模拟FET Q7的MOSFETQ6形成了二极管连接，其中把栅极和漏极相耦合，并且把电流转换成电压。
(33)偏压校正电路13拥有一个MOSFET Q5，通过一种电流镜方法，串行地连接于电流模拟电路12的MOSFET Q6；一个二级管连接的FET Q2，串行地连接于MOSFET Q5；以及一个差分放大器AMP，把FET Q2的漏极电压与参考偏压电路11的FET Q1的漏极电压加以比较，并输出一个相应于一个电位差的电压。接下来，通过电阻器R2～R4把这一差分放大器AMP的输出电压提供于放大FET Q0和模拟FETQ7的栅极引脚，并控制施加于栅极引脚的电流。电阻器R2～R4与电容器C3和C4防止输入于外部引脚22的高频信号RFin流入差分放大器AMP和模拟FET Q7，并防止差分放大器AMP的输出过冲。
(34)在这一实施例中，偏压校正电路13的MOSFET Q5与电流模拟电路12的MOSFET Q6的大小相同。把与模拟FET Q7所模拟的电流Idet相同的电流Iret施加于Q5，Q2把电流Iret转换成电压Vret，并将其输入于差分放大器AMP。因为模拟FET Q7具有与放大FET Q0相同的特性，所以放大FET Q0允许临界值因短沟道效应和漏极电流而耗散以从一期望值偏移。此时，放大FET Q7的漏极电流也以相同的方式偏移。Q2把漏极电流转换成电压Vret，并将其输入于差分放大器AMP。把电压Vret与来自参考偏压电路11的标准电压Vref加以比较，并且把相应于一个电位差的电压提供于放大FET Q0和模拟FET Q7的栅极。Q2与Q1具有相同的特性和相同的大小。在这一实施例中，Q5与Q6的大小比为1比1。可以将Q0和Q7的大小比与Q5和Q6的大小比加以设置，以致于可以把电流Iret和电流Iin改变成相同数量级的电流。
(35)由于差分放大器AMP是这样操作的(虚设地短路)一个非反相输入引脚的电压与一个反相输入引脚的电压相匹配，所以施加反馈，以致于非反相输入引脚的电压Vret与反相输入引脚的参考电压Rref相匹配。因此，校正因模拟FET Q7的短沟道效应而导致的一个电流的偏移。由于提供了差分放大器AMP的输出以均衡放大FET Q0，所以此时同时校正因放大FET Q0的短沟道效应而导致的电流偏移。
(36)另外，在这一实施例中，在偏压校正电路13中提供了一个把一个极低的电流Ioff施加于FET Q2的电流源CS1。当一个差分放大器AMP的反相输入引脚的电位漂移以及为接通电源输出一个不稳定的电压时，这一电流源CS1可以防止施加于放大FET Q0的一个寄生电流。把电流Ioff设置成10μA大小，以致于与按正常操作施加于FETQ2的电流Iret相比，可以将该电流Ioff忽略。在输入电流Iin变得稳定时，可以切断这一极低电流Ioff。
(37)将以与图12中所示的传统电流镜偏压方法的高频功率放大器电路的动作相比较的方式，详细地描述这一实施例的高频功率放大器电路的动作。
在图12的电路中，当放大FET Q0和偏压FET Q1的栅极长度为将不导致短沟道效应的0.4μm或更长时，很难发现临界值的偏移，甚至是在因工艺耗散而导致栅极长度耗散的情况下。而且，对电源电压Vdd和临界电压Vth1进行设置，以致于偏压FET Q1能够操作于一个饱和区中。在这一状态下，当电流Iin从一个具有Q3、Q4以及电阻器R1的恒流电路流向偏压FET Q1时，在Q1的栅极和源极之间生成如下列公式所表示的这样的电压Vgs1Iin＝K1(Vgs1-Vth1)2...(1)。
(38)另外，假设Q1的单位电导系数为K、偏压FET Q1的栅极宽度为Wg1、以及偏压FET Q1的栅极长度为Lg1，则K1为由K1＝K(Wg1/Lg1)所表示的一个常数。接下来，由于这一电压Vgs1施加形成Q1和一个电流镜的Q2栅极引脚，所以把由以下公式所表示的漏极电流(无功电流)Iout施加于放大FET Q0。
Iout＝K0(Vgs0-Vth0)2...(2)。
(39)而且，Vgs0为放大FET Q0的基极-源极电压，Vth0为Q0的临界电压。另外，还假设放大FET Q0的栅极宽度为Wg0，放大FETQ0的栅极长度为Lg0，则K0为由K0＝K(Wg0/Lg0)所表示的一个常数。当放大FET Q0和偏压FET Q1为具有相同特性的元件，而且栅极长度为将不导致短沟道效应的0.4μm或更长时，在以上所提到的两个公式中，假设Vgs1＝Vgs0和Vth1＝Vth0。因此，在Q1的电流Iin和Q0的电流Iout输出之间建立了一个由公式Iout＝(Wg0/Wg1)Iin ...(3)所表示的关系。即，输入电流Iin和输出电流Iout之比随Q0和Q1的栅极宽度的比率Wg0/Wg1而确定。
(40)然而，在图12的电路中，放大FET Q0和偏压FET Q1的每一个栅极长度均为将导致短沟道效应的0.3μm或更短。在这一情况下，当因工艺耗散导致栅极长度耗散时，临界电压和沟道调制系数λ也将出现耗散。因此，假设放大FET Q0的漏极-源极电压为Vds0，及偏压FET Q1的漏极-源极电压为Vds1，Q1的电流Iin和Q0的电流Iout建立了由下列公式表示的关系。
Iout＝(Wg0/Wg1)·{1+λVds0}/(1+λVds1)}·Iin ...(4)。
另外，在公式(4)中，Vds1＝Vgs1，但Vds0≠Vgs0。因此，证明输入电流Iin和输出电流Iout之比也依赖于沟道调制系数λ以及Q0和Q1的栅极宽度之比Wg0/Wg1。
(41)另一方面，在这一实施例的高频功率放大器电路中，当电流Iin从一个具有Q3、Q4、以及电阻器R1的一个恒流电路施加于偏压FET Q1时，在Q1的栅极和源之间生成由下列公式所表示的电压Vref。
Vref＝(Iin/K1)+Vth1...(5)。
(42)而且，假设Q0和Q7的沟道调制系数为λ，则由下列公式表示施加于FET Q7的电流Idet，即通过向栅极施加具有与放大FET Q0具有相同特性的相同电压来模拟施加于Qo电流Iout的电流。
Idet＝(Wg7/Wg0)·{(1+λVds7)/(1+λVds0)}·Iout ...公式(6)其中，由于，Vds7＝Vdd-Vgs6，所以把公式(6)变换为下列公式。
Idet＝(Wg7/Wg0)·{(1+λ(Vdd+Vgs6)/(1+λVds0))·Iout...(7)，(43)其中，令Vdd充分大于Vgs6，从而建立了以上所提到的公式。
Idet＝(Wg7/Wg0)·{(1+λ(Vdd/(1+λVds0)))} ...(8)，通过一种电流镜，把电流Idet转换成MOSFET Q5，并将其施加于FETQ2。因此，施加于Q2的电流Iret＝(Wg5/Wg6)·Idet+Ioff。由于与Iret相比，Ioff太小，以致可以将其忽略，可以把Ioff视为Iret＝(Wg5/Wg6)·Idet。此时，当电源电压足够高以致Q2可以在饱和区中操作时，在把Iret施加于Q2时，在漏极引脚中生成由下列公式表示的电压Vret。
Vret＝(Iret/K2)+Vth2 ...(9)，其中，假设Q1和Q2为具有相同特性的元件，K2＝K1，以及Vth2＝Vth1。因此，公式9以Vret＝(Iret/K1)+Vth1的形式出现。
(44)在这一实施例的高频功率放大器电路中，把生成在Q2的漏极中的电压Vret和生成在FET Q1的漏极中的参考电压Vref输入于差分放大器AMP，并且施加反馈，以致于Vret能够与参考电压Vref相匹配。因此，即使Q1和Q7的栅极长度较短、因短沟道效应而导致沟道调制系数λ耗散、以及Q0的电流Iout从一个所希望的值偏移，Q7和电流Idet也以同样的方式偏移，并且把这样的一个校正电流Idet的电压从差分放大器AMP施加于Q0和Q7的栅极。因此，即使为了改进放大特性使放大FET Q0处于短沟道，也可以把不依赖于元件耗散的无功电流Iout施加于Q0。接下来，将在此时施加于放大FET Q0的电流Iout和施加于模拟FET Q7的电流Idet之间，建立由下列公式所示的关系Idet/Iout＝Weg7/Wg0，相应于栅极宽度的比率Wg7/Wg0的电流流向Q0和Q7。
(45)而且，当施加相应于电流向其流动的二级管连接的FET Q1的栅极电压Vref的电压，以及Q3和Q4操作在饱和区中时，Iin将不变化，甚至是在电源电压Vdd变化的情况下。因此，可以把不依赖于电源电压Vdd的无功电流Iout施加于放大FET Q0。
(46)此时，提一下这一实施例的高频功率放大器电路中的元件特性和大小。对于FET(构成Q3、Q4、Q5和Q6的FET，以及放大器AMP)而不是以下所描述的FET来说，使用了一个按一般CMOS工艺所形成的元件。而且，关于栅极长度，当短沟道效应出现在这些FET Q3、Q4、Q5、以及Q6中时，目标反馈控制失效。因此，把栅极长度设置为0.5μm或更长(在这一实施例中为2μm)。
(47)在这一实施例的高频功率放大器电路中，模拟FET Q7模拟放大FET Q0的输出电流Iout。于是，栅极长度也与Q0相同(0.3μm)，因此可以按相同的工艺形成Q7，并且出现与Q0一样的短沟道效应。对于FET Q7的栅极宽度，由于当Q7的栅极宽度与Q0相同时，电流消耗极度增大，所以根据Q0的栅极宽度选择大约几十μm或一百几十μm的长度。
(48)把FET Q1和Q2的漏极中所生成的电压Vref和Vret用作差分放大器AMP的差分输入，并且把Vref作为参考，由放大FET Q0生成用于施加一个所希望的输出电流Iout的栅极电压Vgs0。因此，Q1和Q2具有将不产生短沟道效应的栅极长度，而且Q1的栅极长度必须等于Q2的栅极长度。例如，作为这样的一个栅极长度，假设0.5μm的值。另外，在考虑到输出电流Iout的可控制性的情况下，确定Q1和Q2的栅极宽度。因此，例如，作为这样的一个栅极宽度，假设100～200μm这样的一个值。
(49)另外，在这一例子中，FET Q1和Q2使用一个按与放大FET相同工艺形成的元件(功率MOS)，但可以具有一个标准的N沟道MOSFET。然而，当Q1和Q2具有标准的N沟道MOSFET时，与功率MOS相比，栅极长度增加。因此，为了施加所希望的电流，必须把栅极宽度设计得远远大于Q1和Q2具有功率MOS时的栅极宽度。于是，所希望的是，从减少功耗以及减少芯片面积的角度，Q1和Q2应具有功率MOS，如这一实施例中描述的。
(50)图2A描述了在这一实施例中施加于放大FET Q1的输入电流Iin和因此施加于放大FET Q0的输出电流Iout之间的关系，其中把输入电流Iin作为水平轴，把镜像比(Iout/Iin)作为垂直轴。在图2A中，分别以粗线描述当Q1和Q2的栅极长度Lg为0.3μm时Iin和Iout之间的关系，以细线描述当Q1和Q0的栅极长度为0.34μm时Iin和Iout之间的关系。而且，作为比较，图2B描述了在通过图12的传统的电流镜方法提供偏压的高频功率放大器电路中，当栅极长度Lg从0.3μm偏移到0.34μm时输入电流Iin和输出电流Iout之间的关系，其中把输入电流Iin作为水平轴，把镜像比(Iout/Iin)作为垂直轴。在图2B中，分别以粗线描述当Q1和Q0的栅极长度Lg为0.3μm时Iin和Iout之间的关系，以细线描述当Q1和Q0的栅极长度为0.34μm时Iin和Iout之间的关系。
(51)把图2A和图2B加以比较，在传统电路中，当因制造耗散导致栅极长度Lg耗散时，由于短沟道效应，Iin和Iout的比率(Iout/Iin)随Iin的大小而变化。然而，在这一实施例的高频功率放大器中，即使因制造耗散导致栅极长度Lg耗散，也证明Iin和Iout之间的关系很难变化，而且，在一个其中电流Iin为0.2mA或更大的区域中，Iin和Iout之间的关系几乎为线性的，根据图1的实施例的电路格式，可以证明Iout可以线性地随Iin而变化。然而，在图1的实施例的高频功率放大器电路中，对一个外部电阻器R1进行调整，以致于施加于FET Q1的电流Iin可以处于0.4～1mA范围内，而且Iout在一个固定的状态下进行放大操作。
(52)另外，由于图1的这一实施例的高频功率放大器电路是一个不具有功率控制引脚的固定偏压高频功率放大器电路，所以向系统施加功率控制是有效的。在功率控制过程中，系统使用可根据输出控制电压Vapc改变输入于放大Q0的栅极引脚的高频信号RFin的振幅的固定偏压/可变输入方法，控制输出功率，例如在比外部引脚P2较前的一级中进行这一控制。作为这样的系统，有实现DEGE(针对GSM发展的加强的数据速率)方法或WCDMA(宽带码分多路存取)方法进行通信的蜂窝电话。
(53)以下，将参考图3描述根据本发明的高频功率放大器电路的一个第二实施例。
对GSM(用于移动通信的全球系统)方法的蜂窝电话加以构造，以致于可以通过输出控制电压Vapc对高频功率放大器电路的输出功率加以控制。图3是一个其中能够通过这样一个Vapc实现输出功率控制的高频功率放大器的一个实施例。图3与图1的实施例的高频功率放大器的不同之处在于，通过把从构成参考电路11的恒流电路(Q3和Q4)施加给放大FETQ1的电流Iin规定为一预定的电流值(固定的)，使施加于放大FET Q0的偏流保持不变。与此相反，在这一实施例(图3)中，通过允许参考偏压电路11把相应于输出控制电压Vapc的电流Iin施加于FET Q1，使施加于放大FET Q0的无功电流Iout变化。
(54)因此，这一实施例具有这样的一个电流控制电路14包括一个电压-电流转换电路141，用于转换输入一个外部引脚P4的输出控制电压Vapc；以及一个可变电流源142，用于根据来自电压-电流转换电路141的电流改变施加于FET Q1的电流Iin。图4描述了输入/输出特性，即电流控制电路14的输出控制电压Vapc和施加于FET Q0的电流Iin之间的关系。
(55)如图4中所示，在这一实施例中，根据输出控制电压Vapc，电流Iin从某一电压(开始点)Vsp几乎线性地增加。而且，对电流控制电路14进行构造，以致于根据外部电阻器R1的电阻值能够确定电流Iin从其开始增加的开始点。
(56)根据输出控制电压Vapc，使用传统的技术，可以相对容易地设计一个用于输出按4A所示特性变化的电流Iin的电路，并假设使用各种电路形式。因此，不对某一具体的电路实例加以说明，但是，例如，假定把一个其中把输出功率控制电压Vapc施加于栅极引脚的FET设置在参考偏压生成电路11的FET Q3和外部引脚P3之间。这一电流Iin根据输出控制电压Vapc按图4中所示的特性变化。于是，在这一实施例的高频放大器电路中，施加于放大FET Q0的无功电流Iout将根据输出功率控制电压Vapc按图4B所示的相同的特性变化。
(57)图14A描述了通过模拟所获得的输出功率控制电压Vapc和无功电流Iout之间的关系的一个结果。此时，在这一实施例的高频功率放大器电路中，把放大FET Q0的栅极宽度Wg设置为16mm，从而电源电压Vdd改变为2.8V、3.5V、以及4.8V。作为比较，图14B描述了当电源电压Vdd按与使用图12的传统的电流镜方法提供偏压的高频功率放大器电路中相同的方式变化时，输出功率控制电压Vapc和无功电流Iout之间的关系。如图14中所示，可以证明传统的(图12)高频功率放大器电路允许无功电流Iout具有电源电压依赖性，而这一实施例的高频功率放大器电路不具有电源电压依赖性。
(58)接下来，将参考图5描述根据本发明的高频功率放大器电路的一个第三实施例。
这一实施例允许图3的实例的高频功率放大器电路拥有两个半导体芯片，并允许提供一个用于检测输出功率(Power)的检测电路(电流感测电路)。这一实施例的输出功率检测电路具有一个检测FET Q9，其中通过一个电阻器R5把与输入于放大FET Q0的电压相同的电压输入于栅极引脚；一个电流镜电路15，转换施加于FET Q9的漏极电流；以及一个外部电阻器R6，把传输自电流镜电路15的电流转换成电压。
(59)用于检测输出功率的FET Q9是一种具有按与放大FET Q0的相同的工艺形成的相同栅极长度的相同特性的元件。且被如此形成以使具有小于Q0的栅极宽度，从而一个减小了的与栅极宽度和Qo电流的比率成比例的电流流向Q9。对于采用这样一种电流检测方法的输出功率检测电路来说，本申请人已经提交了多个专利申请，但没有对详细的操作进行描述，因为详细的操作不是本发明的范围。
(60)在这一实施例中，把放大FET Q0、模拟FET Q7以及输出功率检测FET Q9形成在一个半导体芯片12上，半导体芯片12独立于在其上形成另一个FET(FET Q1、Q2、Q5、Q6、以及具有电流控制电路14和放大器AMP的FET)的半导体芯片110。另外，还在半导体芯片110上，随构成一个偏压电路的FET Q1和Q2一起，形成具有对施加于FET Q9的漏极电流进行传送的电流镜电路15的FET。
(61)把一个外部电阻元件用作为电阻器R6，电阻器R6把电流镜电路15所传送的电流转换成电压，以提高输出电压Vsns的精度。对电流镜电路15的镜像比和电阻器R6的电阻值进行设置，以致于与将放大FET Q0的漏极引脚连接于其的输出引脚P1的电压相匹配的一个电压，能够出现在把电阻器R6连接于其的一个外部引脚P5中。
(62)把这一电阻器R6所转换的检测电压Vsns输入于一个误差放大器16，根据距离基站的距离，把从一个未图示的基带电路所提供的一个输出电平指令信号输入于误差放大器16。误差放大器16输出一个电压，该电压相应于检测电压Vsns和输出电平指令信号Vramp之间的电位差，并且把这一电压提供于偏压电路侧上的半导体110的外部引脚P4，作为输出控制电压Vapc。因此，形成一个控制放大FET Q0的偏流的反馈控制回路，以致于检测电压Vsns能够与输出电平指令信号Vramp相匹配，并进行操作，以使输出功率根据输出电平指令信号Vramp变化。
(63)在这一实施例中，由于把放大FET Q0、模拟FET Q7、以及输出功率检测FET Q9形成在一个分离的半导体芯片上，所以可以分别通过一个分离的最佳工艺形成两个半导体芯片，优化每一元件的特性，与把两个半导体形成在一个单一的半导体芯片上的情况相比，可以简化工艺。因此，作为一个优点，可以降低整个芯片的成本。
(64)图6描述了根据本发明的高频功率放大器电路的一个第四实施例。
这一实施例允许图1的实施例的高频功率放大器电路的放大晶体管Q0和模拟晶体管Q7具有一个双极晶体管而不是FET，而且允许整个电路具有两个与图5的实施例相同方式的半导体芯片。
(65)双极晶体管不具有FET那样的短沟道效应。然而，使用其基极厚度与放大晶体管Q0一样薄的双极晶体管，是为了改进高频功率放大器的特性，即使是在保持基极-发射极电压不变的情况下，一个随集电极-发射极电压增加而有效基极宽度减少和集电极电流增大的早期效应。因此，如果因制造耗散导致放大晶体管Q0的基极厚度耗散，则早期效应的影响会使基极偏压点耗散每一芯片，从而存在着不能获得稳定的高频功率放大特性的可能。
(66)此时，按与图1的实施例相同的方式，这一实施例具有通过二极管连接的晶体管Q1生成参考电压Vref的参考偏压电路11；电流模拟电路12，包括具有放大晶体管Q0的相同特性并施加一个成比例的电流的放大晶体管Q7，；以及校正电路13，生成一个偏置电压，以致于可以把一个所检测的电流转换成一个电压，并且把该电压与参考电压Vref加以比较，然后校正因放大晶体管Q0的基极厚度的耗散所产生的电流偏移。因此，即使为改进把双极晶体管用作放大晶体管Q0的高频放大功率放大特性，使放大晶体管Q0的基极厚度较薄，也可以减小因早期效应所导致的基极偏压点的耗散，并且可以提高高频功率放大特性的稳定性。
(67)另外，在这一实施例中，还由于把拥有一个双极晶体管的放大晶体管Q0和模拟晶体管Q7形成在与其上形成Q1～Q6的半导体芯片110分离的半导体芯片120上，所以与把Q0和Q7均形成在一个单一的半导体芯片上的情况相比，通过一个分离的最佳工艺分别形成两个半导体芯片，简化了工艺。因此，作为一个优点，可以降低芯片成本。而且，也可以把用于这一实例中的双极晶体管形成在一个硅芯片上，但所希望的是，双极晶体管应具有一个拥有更好的放大特性的异质结双极晶体管。
(68)以下，将描述对根据本发明的高频功率放大器电路的一个改型。
图7说明了一个第一种改型，取代二极管连接的FET，这一改型把电阻器R7和R8用作为构成参考偏压电路11的电流-电压转换FETQ1和构成偏压校正电路13的电流-电压转换FET Q2。这些电阻器R7和R8可以为片上元件，但所希望的是，应该把电阻器R7和R8设置为外部元件，以补偿生产工艺所导致的放大FET Q0的特性的耗散。图7描述了在图3的第二实施例中用电阻器R7和R8取代FET Q1和Q2的情况。然而，在图1、图5、以及图6的实施例中，其中把Q1和Q2替换为电阻器R7和R8的改型，也是可行的。
(69)图8描述了一个第二种改型。取代二极管连接的FET，这一改型把PN结二极管D1和D2用作为构成参考偏压电路11的电流-电压转换FET Q1和构成偏压校正电路13的电流-电压转换FET Q2。为了补偿生产工艺所导致的放大FET Q0的特性的耗散，这些二极管D1和D2可以为片上元件，但所希望的是，应该把这些二极管设置为外部元件。
(70)图8描述了在图3的第二实施例中用二极管D1和D2取代FET Q1和Q2的情况。在图1、图5、以及图6的实施例中，其中把FETQ1和Q2替换为二极管D1和D2的改型，也是可行的。
(71)如以上所描述的，取代二极管连接的FET，把一个外部电阻元件或二极管元件用作向其施加电流Iref和Iret的电流-电压转换元件。因此，即使因制造耗散导致Q0和Q1的特性耗散，也可以通过选择和连接具有最佳电阻值的电阻元件R7和R8或拥有最佳正向电压值的二极管元件D1和D2，减小特性偏移。
(72)图9描述了一个第三种改型。在这一改型中，把一个三级组成的高频功率放大器电路作为一个半导体集成电路形成在一个单一的半导体芯片上。通过一个电容器C11和一个阻抗匹配电路MN1，把一个第一级放大器级10A的输出引脚P11连接于一个第二级放大器级10B的输出引脚P22上。通过一个电容器C12和一个阻抗匹配电路MN2，把一个第二级放大器级10B的输出引脚P12连接于一个第三级放大器级10C的输入引脚P23上。相应于第三级放大器级10C，提供构成一个输出功率检测电路的FET Q9和电流镜电路15。
(73)把这一实施例的半导体集成电路与用于截止直流的电容器C2、C11、C12以及C13、外部电阻器R11～R13、电感器L1～L3、以及阻抗匹配电路MN0～MN4，一起安装在一个绝缘基片上，例如安装在一个陶瓷绝缘基片上，并将其构造为一个模块。可以使用形成在该模块的绝缘基片上的一条微带线，构造电感器L1～L3或阻抗匹配电路MN0～MN4。电容器C2和C11～C13也可以为离散部件。然而，当使用其中多个介电层被叠压作为该模块的绝缘基片的部件时，该部件还可以为使用形成在任何介电层的前和后上的一个导电层的电容器，以分别相对地成为一个电极。每一级的放大器级把图4的实施例作为一个例子，但也可以使用图1的实施例或者使用图7或8的改型。
(74)这一实施例的高频功率放大器电路允许把拥有第一级、第二级、以及第三级放大器级的FET形成在一个半导体芯片上。因此，作为一个优点，与另一实施例相比，可以使模块最小化。
(75)图10描述了一个第四种改型。这一改型允许把一个三级组成的高频功率放大器电路形成在作为半导体集成电路的两个半导体芯片110和120上。具体地讲，把第一级放大器级10A和第二级放大器级10B形成在第一半导体芯片110上，把第三级放大器级10C、具有一个输出功率检测电路的FET Q9、以及电流镜电路15形成在第二半导体芯片120上。其它部件与图9的改型相同。
(76)这一实施例的高频功率放大器电路允许把一个拥有第一级和第二级放大器级的FET形成在一个半导体芯片110上。因此，作为一个优点，与除图9的实施例之外的另一实例相比，可以使模块最小化。而且，图10的实施例不如图9的实施例的地方在于最小化方面，但总体上讲，作为一个优点，通过形成在第一级、第二级以及第三级中各自具有不同特性的放大FET Q0，可以实现整体具有比图9的实例更好放大特性的高频功率放大器电路。
(77)图11描述了一个第五种改型。这一改型允许把一个三级组成的高频功率放大器电路形成在3个半导体芯片上作为一个半导体集成电路。具体地讲，把每一级的电流控制电路14形成在第一半导体芯片130作为一个公共电流控制电路，除电流控制电路14之外，把第一级放大器级10A和第二级放大器级10B形成在第二半导体芯片110上。具体地讲，把三级放大器级10C、构成一个输出功率检测电路的FET Q9以及电流镜电路15形成在第三半导体芯片120上。其它的部件图9的改型相同。
(78)这一实施例的高频功率放大器电路允许把每一级的电流控制电路14作为一个公共电流控制电路形成在独立的半导体芯片130上。因此，作为一个优点，与图10的实施例相比，能够最小化其中一个FET构成一个放大器级的第二和第三半导体芯片110和120。
(24)图15描述了根据本发明的高频功率放大器的一个第一实施例粗略组成。尽管未特别加以限制，但例如把具有诸如图15的实施例所示的这样的组成的3个高频功率放大器电路级联地加以连接，并与一个外部电阻元件或一个电容元件一起将它们安装在一个绝缘的基片上，例如安装在一个陶瓷基片上，从而构成一个RF功率模块(图21～23)。另外，级联意味着把每一个高频功率放大器这样地加以连接可以把前一级高频输出输入到下一级输入引脚。从组成角度而言，每一级的高频功率放大器电路分别与图15的相同，但在放大FET的大小(栅极宽度)方面不尽相同。按第一级、第二级、以及第三级这样的顺序，使用越来越大尺寸的放大FET。在本实施例的FET中，因为沟道长度等于栅极长度，以及沟道宽度等于栅极宽度，所以以下把沟道长度和沟道宽度均描述为栅极长度和栅极宽度。
(25)本实施例的高频功率放大器电路包括一个放大FET Qb1和放大FET Qb2，串连连接在一个输出引脚(pad)P201和一个接地点GND之间；一个参考偏压电路211，生成FET Qb1和Qb2的一个参考栅极偏压。这一高频功率放大器电路还包括一个电流模拟电路212，模拟施加于放大FET Qb1和Qb2的电流Iout2；以及一个偏压校正电路213，根据通过电流模拟电路212所检测的电流Idet2，通过校正自参考偏压电路211所生成的一个偏置电压并且把所校正的偏置电压提供给FET Qb1和Qb2的栅极引脚，校正放大FET Qb1和Qb2的偏压状态，。FET Qb1允许把偏置电压Vgsb1和高频信号RFin2施加于栅极引脚，并作为一个放大FET进行工作。FET Qb2允许偏置电压Vgsb2不同于将被施加的Qb1的偏置电压Vgsb1，并作为一个控制放大FET Qb1的一个偏压点的偏压控制FET Qb2进行工作。
(26)在这一实施例中，放大FET Qb1是一种FET(例如，Lg＝0.3μm)，其中，栅极长度Lg短于通常的FET，以改进高频功率放大特性。偏压控制FET Qb2允许把栅极长度Lg设置成0.5μm的值，以致于将不产生短沟道效应。而且，作为RF功率模块整体，当到达后级放大器电路时，输出功率增加。因此，例如，把第一级放大器电路FET的基极宽度Wg设置为几mm。把末级放大器电路的放大FET的栅极宽度Wg设置为几十mm，把第二级放大器电路的放大FET的栅极宽度Wg设置为它们的中间值。
(27)把放大FET Qb1的栅极引脚连接于一个向其输入一个将加以放大的高频信号RFin2的外部引脚(pad)P202，并把偏压控制放大FET Qb2的漏极引脚连接于外部输出引脚P201。通过一个电感器L21把输出引脚P201连接于电源电压引脚Vdd，用于截止高频分量，并与一个阻抗相匹配，然后将引脚P201连接于下一级放大器电路的高频输入引脚(未在图中加以说明)。在芯片之外的连接于外部引脚P201和P202的电容器C21和电容器C22为截止高频信号的直流分量的电容元件。这些电容元件C21和C22也可以为离散部件，但可以具有一对形成在构成一个模块基片的介电层的前与后上的导电层。甚至电感器L21还可具有形成在模块基片上的微带线。
(28)参考偏压电路211具有所谓的二极管连接的偏压FET Qa1，其中把栅极和漏极相耦合；一个P沟道型参考MOSFET Qd1，串行地连接在偏置FET Qa1的漏极引脚和电源电压引脚Vdd之间的Qa1。这一参考偏压电路还具有一个P沟道型参考MOSFET Qc，共栅极连接于MOSFET Qd1；一个参考MOSFETQ d2，其中，把与Qd1相同的电压施加于栅极；以及一个具有与FET Qa1相同特性和相同大小的FETQa2，串行地连接于Qd2。MOSFET Qc形成一个其中把栅极和漏极相耦合的二极管连接，因此Qc、Qd1和Qd2构成一个电流镜电路。
(29)在图25中所示的传统的电流镜方法的偏压电路中，偏压FETQa1是一个相应于这样一个FETQ21的FET其中把栅极共连于放大FET Q20的栅极引脚。在这一实施例中，MOSFET Qc、Qd1、Qd2以及电阻元件R1构成一个电流控制电路。而且，尽管没有特别加以限制，Qd2的栅极宽度为Qd1的两倍宽。因此，电流Iin2(＝2Iin1)两倍于从Qd1施加到Qa1的电流Iin1并流向Qd2。
(30)经由连接于一个外部引脚P203的一个电阻元件R21，把以上所提到的MOSFET Qc的漏极引脚连接于一个接地点，并且通过适当地设置这一电阻元件R21的电阻的值，可以把施加于Qa1和Q1b的电流Iin1和Iin2设置成一个所希望的值。FET Qa1和Qa2形成二极管连接，以把施加于Qa1和Qa2的电流转换成电压。而且，尽管没有特别加以限制，但在本实施例中按与放大FET Qb1相同的工艺形成FET Qa1和Qa2。因此，可以减小元件大小，出于同样原因，可以减小芯片的大小。具体地讲，在按通常CMOS工艺形成的参考MOSFET Qc、Qd1、Qd2，允许栅极长度为2μm，而在按一种不同工艺形成的FET Qa1和Qa2中，栅极长度Lg被允许具有0.5μm这样的值，因此不能够产生如图26所示的短沟道效应。因为在施加于Qa1和Q1b的电流Iin1和Iin2中FET Qa1和Qa2具有双倍的差以及相同的特性，所以所生成的漏极电压具有√双倍的差。在该例中，FETQa1和Qa2的漏极电压被提供给偏压校正电路213作为参考电压Vref1和Vref2。
(31)电流模拟电路212具有一个第一模拟FET Qg1，其中把按与放大FET Qb1相同的工艺形成的栅极长度Lg设置与Qb1的值相同的0.3μm的值；一个第二模拟FET Qg2，串行地与FET Qg1相连，并拥有与偏压控制FET Qg1相同的特性、与Qb2相同的0.5μm的栅极长度；以及一个串行地连接于FET Qg2的参考MOSFET Qf。
(32)在FET Qg1中，把与Qb1的栅极的电压相同的电压施加于栅极，因此可以模拟放大FET Qb1和FETQb2的漏极电流。在FET Qg2中，施加与施加于FETQb2的栅极的电压相同的电压，因此可以相应地模拟偏压控制Qb2的偏置状态。然而，施加于放大FET Qb1的电流偏高。因此，当把具有相同大小的电流施加于放大FET Qb1和模拟FETQg1时，整个电路的功耗将增大。因此，对于基极宽度Wg，把Qg1和Qg2设置为Qb1和Qb2的十分之几～百分之几。具体地讲，相对具有几mm基极宽度的FET Qb1和Qb2，模拟FET Qg1和Qg2的基极宽度Wg为几十～一百几十μm。串行连接于这些模拟FET Qg1和Qg2的MOSFET Qf形成了二极管连接，其中把栅极和漏极相耦合，并且把电流转换成电压。
(33)偏压校正电路213具有差分放大器AMP1和AMP2，根据一个电位差，使用一种电流镜方法，通过比较连接于以上所提到的电流模拟电路212的MOSFET Qe1和Qw2，串行连接于MOSFET Qe1和Qe2的二极管连接的FET Qa1′和Qa2′；FET Qa1′和Qa2′的漏极电压与以上所提到的参考偏压电路211的FET Qa1和Qa2的漏极电压Vref1和Vref2，输出一电压。接下来，通过电阻器R22和R24，把这一差分放大器AMP1输出电压提供于放大FET Qb1和模拟FETQg1的栅极引脚，并且经由电阻器R23和R25把差分放大器AMP2的输出电压提供于偏压控制FET Qb2和模拟FET Qg2的栅极引脚，以控制施加于栅极引脚的电流。电阻器R22～R25以及电容器C23和C24防止输入于外部引脚P202的高频信号Rfin流入差分放大器AMP1或模拟FET Qg1，并防止控制回路的振荡。
(34)把偏压校正电路213的MOSFET Qe1和Qe2设置成一个预先确定的与电流模拟电路12的MOSFET Qf的大小比率。与通过模拟FET Qg1和Qg2所所模拟的电流Idet2成比例的电流Iret1和Iret2流向Qe1和Qe2。Qa1′和Qa2′把这些电流转换成电压Vret1和Vret2，并将它们输入于差分放大器AMP1和AMP2。模拟FET Qg1具有与放大FET Qb1相同的特性。因此，在放大FET Qb1中，当临界值耗散以及漏极电流偏移一个所希望的值时，模拟FET Qg1的漏极电流也以相同的方式偏移。Qa1′和Qa2′把这些电流转换成电压Vret1和Vret2，以将它们输入到差分放大器AMP1和AMP2，并且把这些电压与来自参考偏压电路211的作为参考的电压Vref1和Vref2加以比较，然后把遵从于它们的电位差的电压分别提供于放大FET Qb1和模拟FET Qg1的栅极以及偏压控制FET Qb2和模拟FET Qg2的栅极。
(35)在这一实施例中，Qa1′具有与和Qa1相同的特性与相同的大小，Qa2′具有与和Qa2相同的特性与相同的大小。而且对Qb1和Qg1的大小比率以及Qe1和Qe2的大小比率及Qf进行设置，以致于电流Iret1和Iret2以及Iin1和Iin2可以为相同数量级的电流。尽管未特别加以限制，但在这一实施例中，根据参考偏压电路211的FET Qd1和Qd2的栅极宽度的比率，把FET Qe1和Qe2的栅极宽度的比率设置成1∶2。
(36)由于差分放大器AMP1的操作(虚构地短路)致使非反相输入引脚的电压能够与反相输入引脚的电压相匹配，施加反馈，以致于进入非反相输入引脚的参考电压Vref1能够与反相输入引脚的电压Vret1相匹配。因此，也校正了因模拟FET Qg1的短沟道效应所导致的电流漂移。由于也把差分放大器AMP1的输出提供于放大FET Qb1，所以此时也同时校正了因放大FET Qb1的短沟道效应所导致的电流漂移。相类似，由于差分放大器AMP2的操作也致使非反相输入引脚的电压能够与反相输入引脚的电压相匹配，施加反馈，以致于进入非反相输入引脚的参考电压Vref2能够与反相输入引脚的参考电压Vret2相匹配。因此，校正了因Qg1的短沟道效应所导致的相对模拟FET Qg2的Qg1的偏压状态的偏移。由于也把差分放大器AMP2的输出提供于偏压控制FET Qb2，所以同时校正了Qb1的短沟道效应所导致的相对Qb1的Qb2的偏压状态的偏移。
(37)在这一实施例中，由分离的差分放大器AMP1和AMP2对放大FET Qb1和偏压控制FET Qb2的栅极电压独立地加以控制。因此，即使因放大FET Qb1的短沟道效应所导致的无功电流点偏移，功率放大FET Qb1的栅极电压也随差分放大器AMP1的输出而变化，而且功率放大FET Qb1调整无功电流。同时，根据差分放大器AMP2的输出调整因短沟道效应所导致的所偏移的gm的饱和点，并且可以自动地对偏压状态(偏压点)加以校正，以在饱和点上加以操作。
(38)另外，在这一实施例中，在偏压校正电路213中，提供了向FET Qa1′和Qa2′施加极低电流Ioff1和Ioff2的电流源CS21和CS22。提供这些电流源CS21和CS22是为了防止这样一种状态在接通电源时，差分放大器AMP1和AMP2的反相输入引脚的电位处于漂移状态，从而输出不稳定的电压，并使一寄生电流流向FET Qb1和Qb2或FET Qg1和Qg2。例如，把极低电流Ioff1和Ioff2设置成10μA，以致于与在正常操作期间分别施加于FET Qa1′和Qa2′的电流Iret1和Iret2相比，可以将其忽略。在输入电流Iin1和Iin2变得稳定之后，也可以切断这些极低电流Ioff1和Ioff2。
(39)以下，将与图27中所示的传统电流镜偏压方法的高频功率放大器电路相比较，详细描述这一实施例的高频功率放大器电路的动作。
对图27的高频功率放大器电路进行控制，以致于可以使用一种指示EDGE(用于GSM发展的加强的数据率)模式的或GSM(用于移动通信的全球系统)模式的控制信号MODE，转换一个开关SW1，并且把一个偏流Iin20施加于电阻器R121或R122，然后使上FET和下FET的栅极电位差处于EDGE模式和GSM模式。与此同时，对该电路进行控制，以转换开关SW2，并且根据在GSM模式中一个输出功率控制电压Vapc20改变电压偏流Iin20，根据在EDGE模式中一个固定偏置电压Vbias施加恒偏流Iin20，然后按电阻器R121或R122中所生成的一个电位差把一个所希望的偏压施加于上FET和下FET。
(40)在其中通过把电阻器R121和R122设置成R121＞R122把偏流Iin20施加于R121的GSM模式中，其中具有足够电流Iout20的栅极电位Vgsb2可以流向放大FET Qb。在EDGE模式中，与GSM模式相比，通过减小栅极电位Vgsb2获得一个所希望的增益。由于GSM模式中的操作几乎与一个单一的栅极相同，所以对这一操作不再加以描述。以下，将详细描述EDGE模式中的放大器电路操作。
(41)首先，应关注放大FET Qb1和Qb2，对上侧上的FET Qb2的栅极电位Vgsb2的调整等于对Qb1和Qb2的最大电流的控制。图28描述了下侧上FET Qb1的栅极电位Vgsb1与Qb1和Qb2的漏极电流Ids之间的关系。另外，图29描述了下侧上的FET Qb1的gm和漏极电流Ids之间的关系。
(42)当对串行的FET Qb1和Qb2的电流Ids和栅极电位Vgsb2进行调整时，从这一图可以证明能够按任何比率对gm进行调整。而且，由于向其输入一个高频小信号电平的第一级放大器电路的增益具有与一个放大FET的gm的很强的相关性，所以可以通过调整放大FET的gm，调整一个所希望的增益。另外，对电流Ids和栅极电位Vgsb2的调整等于对gm的饱和点的调整。因此，能够在所希望的电流点中执行Qb1的A类操作。从减小波形失真或可以提高效率的角度而言，可以证明，这一操作是高效的。
(43)另外，以上的描述不仅适用于其中放大元件具有图27中所示的串行的两个FET Qb1和Qb2的情况，而且还适合于沿相对一个沟道的一个沟道方向中一起配置两个栅极电极的狭义的双栅极FET的情况。此时，把狭义的双栅极FET和其中串行地连接两个FET Qb1和Qb2的情况，称为双栅极FET，并将在以下加以描述。
(44)在图27的其中通过使用一种双栅极FET的电流镜方法向放大FET施加偏压的放大器电路中，即使双栅极的临界电压Vth随温度波动而变化，也可以主要根据输入电流Iin20对输出电流Iout20(无功电流Idle)进行设置。而且，通过使用外部电阻器作为电阻器R121和R121，调整它们的电阻值，可以调整施加于双栅极FET的栅极引脚的电压，以使其操作在一个所希望的操作点(gm)上，从而能够实现获得所希望的增益的设置。因此，加强了第一级放大单元的特性。
(45)然而，在图27的放大器电路中，当因制造耗散(沟道杂质浓度)导致双栅极FET的临界电压Vth耗散时，Ids-gm特性会发生变化，如图30中所示。如从这一图中所看到的，当Vth耗散时，gm将变化，而且将产生增益耗散，甚至是在电流点不变的情况下。
(46)另一方面，在gm的最大点中，在与一个单一的栅极相同的方式中，最大电流(Idsmax)和电流(Idle)的比率是重要的。即，由于一个第二栅极的电位Vgsb2确定了Idsmax，以及一个第一栅极的电位Vgsb1决定了Idle，所以最终对于gm来说，Vgsb1和Vgsb2的比率是重要的。以下可以通过使用Vgsb1和Vgsb2的比率来描述gm。
(47)首先，假设双栅极FET Qb1和Qb2的临界电压为Vth1和Vth2，而且ΔVgsb1＝Vgsb2-Vth2和ΔVgsb2＝Vgsb2-Vth2，建立了Vth1Vth2的关系，而且实际上ΔVgsb1和ΔVgsb2确定了一个电流。因此，假设规格化，即通过Vth，Vth1＝Vth2＝0，导出下列公式。
gm≌Idle∶Idsmax＝Vgsb1∶Vgsb2＝ΔVgsb1∶ΔVgsb2因此，为了使gm保持不变，假设每一规格化的栅极电位的比率是重要的。
(48)考虑到以上所描述的先决条件，在图27的电路中，当考虑到Vth耗散时，通过一个电流镜电路，一个指定的电流点变得稳定，而且不依赖于芯片的耗散。然而，由于在R122和Iin20中生成ΔVgsb1和ΔVgsb2的比率的ΔVgsb1和ΔVgsb是不变的，所以差是相等的，即ΔVgsb2-ΔVgsb1＝ΔVgsb2-ΔVgsb1。一个依赖于Vtha1并将不会变为常数的比率，由公式(13)加以表示。
ΔVgsb2/ΔVgsb1＝(Vgsb2-Vthb2)/(Vgsb1-Vthb1)...公式(11-1)ΔVgsb2/ΔVgsb1＝(Vgsb2-Vtha2)/(Vgsa1-Vtha1)...公式(11-2)(49)此时，由于Qa1、Qa2、Qb1以及Qb2为具有相同特性和相同大小的元件，所以可以认为具有Vtha1Vtha2Vthb1Vthb2这样一个关系。
假设这一关系为一个先决条件，则以上所提到的公式可以变换如下。
ΔVgsb2/ΔVgsb1(ΔVgsa2/ΔVgsa1＝Vgsa2/Vgsa1＝1+R122·Iin20/Vdsa...公式(12)接下来，由于把Qa1的栅极和Qa2的漏极加以耦合，所以建立了Vdsa＝Vgsa1和Vgsa1∝Vtha1的关系。因此，得到以下的公式。
ΔVgsb2/ΔVgsb1∝(1+R122·Iin20/Vtha1) ...公式(13)(50)于是，ΔVgsb2/ΔVgsb1依赖于Vtha1的耗散，而且本身也耗散，在没有获得一个所希望的操作点的情况下，Qb侧上的操作点变化，而且高频功率放大器电路的增益和放大特性变化。
(51)而且，在图27的放大器电路中，为了改进高频功率放大特性，假设把一个把其沟道长度Lg缩小了的FET(Lg＝0.3μm)用于下FET Qb1作为一个放大元件，如从图26所看到的，当因工艺耗散而导致栅极长度耗散时，临界电压Vth和沟道调制系数λ均将耗散。因此，假设放大FET Qb1的漏极-源极电压为Vdsb1、偏压FET Qa1的漏极-源极电压为Vdsa1、Qa1的栅极宽度为Wag、以及Qb1的栅极宽度为Wgb，则Qa1的电流Iin和Qb1的电流Iout建立了由下列公式所表示的一个关系。
Iout20＝(Wgb/Wag)·{(1+λVdsb1)/(1+λVdsa1)}*Iin20...公式(14)另外，在公式(14)中，Vdsa1Vgsa1，但Vdsb1≠Vgsb1，即Vdsa1≠Vdsb1，两者均受到临界电压Vth的耗散的影响。而且，对于每一芯片，沟道长度调制系数λ也将耗散。因此，输入电流Iin20和输出电流Iout20的比率随沟道调制系数λ和Vth以及Qb1和Qa1的栅极宽度比Wgb/Wag而变化。因此，证明电流点变得不稳定。
(52)根据以上的描述，在图27的放大器电路中，在一个其中不产生短沟道效应的区域中，收到了临界电压Vth耗散的影响，例如受到沟道杂质浓度的影响，而且gm饱和点发生变化。另外，在其中产生短沟道效应的区域中，甚至电流点(Idle)也在变化。因此，不能获得一个所希望的稳定的操作点，而且还会出现依赖于元件特性耗散的不稳定的高频功率放大特性。
(53)因此，图27的高频功率放大器电路要求这样一个复杂的调谐为了稳定放大特性，对高频功率放大器电路进行设置，以致于能够精细地调整构成恒流电路的一个电阻器R111的常数，并且能够获得一个所希望的电流点，另外，还能够精细地调整电阻器R122的常数，并且可获得一个所希望的栅极电压比率。作为一个缺点，这一调谐导致了成本的增加。
(54)另一方面，在这一实施例的高频功率放大器电路中，假设，在一个拥有Qc、Qd1以及Qd2的恒流电路中，施加于Qc的电流为Iin0，Qc、Qd1以及Qd2的栅极宽度为Wgc、Wgd1以及Wgd2，则施加于Qa1和Qa2的电流Iin1和Iin2变为相应于如下列公式所表示的栅极宽度的比率的电流。
Iin1＝(Wgd1/Wgc)·Iin0 ...公式(15-1)Iin2＝(Wgd2/Wgc)·Iin0 ...公式(15-2)(55)接下来，当这些电流Iin1和Iin2流向偏压FET Qa1和Qa2时，在Q1的栅极和源极之间生成了由下列公式表示的这样的电压Vref1和Vref2。
Vref1＝Vgsa1＝(Iin1/Ka1)+Vtha1) ...公式(16-1)Vref2＝Vgsa2＝(Iin2/Ka2)+Vtha2) ...公式(16-2)(56)此时，Ka1和Ka2为常数，使用一个工艺常数K0，由Ka1＝K0(Wag1/Lga1)以及Ka2＝K0(Wga2/Lga2)加以表示。在这一实施例中，由于FET Qa1和Qa2为形成在同一芯片上的相同的元件，所以在以上所提到的公式中，Ka1＝Ka2和Vtha1＝Vtha2成立。此时，假设它们的值为K和Vth，则产生以上所提到的公式。
Vref1＝Vgas1＝(Iin1/K)+Vth ...公式(17-1)Vref2＝Vgas2＝(Iin2/K)+Vth ...公式(17-2)此时，假设ΔVgsa1＝Vgsa1-Vth和ΔVgsa2＝Vgsa2-Vth，则建立了以上所提到的公式。
ΔVgsa2＝ΔVgsa1＝(Iin2/K)/(Iin1/K)＝(Iin2/Iin1)...公式(18)(57)由于FET Qa1、Qa2、Qb1以及Qb2为具有相同特性的元件，所以ΔVgsb2/Δvgsb1＝ΔVgsa2/ΔVgsa1成立。根据这一公式以及以上所提到的公式(18)、公式(15-1)和(15-2)，可以得到公式；ΔVgsb2/ΔVgsb1＝(Wgd1/Wgd2)。
根据这一公式，证明可以把放大FET Qb1和Qb2的栅极电压ΔVgsa1(＝Vgsb1-Vth)和ΔVgsa2(＝Vgsb2-Vth)的比率设置成FETQde1和Qd2的栅极宽度比率的平方根。
(58)在这一实施例的放大器电路中，作为参考电压Vref1和Vref2，通过运算放大器AMP1和AMP2，把FET Qa1和Qa2所生成的漏极参考电压Vgsa1和Vgsa2，提供于放大FET Qb1和Qb2以及Qg1和Qg2的栅极，以驱动这些部件。因此，Iout2流向Qb1和Qb2，以下公式(19)的模拟电流Idet2流向模拟FET Qg1和Qg2。
Idet2＝(Wgg/Wgb)·{(1+λVdsg)/(1+λVdd)}*Iout2...公式(19)(59)在以上所提到的公式中，Wgg为放大FET Qb1和Qb2的栅极宽度，Wgb为模拟FET Qg1和Qg2的栅极宽度。λ是沟道长度调制系数及Vdd是电源电压。
(60)在公式(19)中，由于Vdd为常数，而且对于Qf的Vf，因从Vdd所下降的电位，Vdsg也变为常数，所以模拟电流Idet2随λ而变化。接下来，通过Qf、Qe1和Qe2的电流镜电路，把模拟电流Idet2作为其中保存所希望的比率Vgsb2∶Vgsb1的一个电流加以反馈，以下公式(20-1)和(20-1)中所描述的Iret1和Iret2流向Qa1′和Qa2′Iret1＝(Wge1/Wgf)·Idet2...公式(20-1)Iret2＝(Wge2/Wgf)·Idet2...公式(20-2)(61)如果电源电压Vdd足够高，足以能够在一个饱和区中操作FET Qa1′和Qa2′，则反馈电流Iret1和Iret2流向FET Qa1′和Qa2′。此时，在Qa1′和Qa2′的漏极引脚中生成由下列公式所表示的电压Vret1和Vret2。
Vgsa1′＝Vret1＝{(Iret1+Ioff1)/Ka1′}+Vtha1′ ...公式(21-1)Vgsa2′＝Vret2＝{(Iret2+Ioff2)/Ka2′}+Vtha2′ ...公式(21-2)
(62)Ka1′和Ka2′为常数，由Ka1′＝K0(Wag1′/Lga1′/Lga1′)和Ka2′＝K0(Wag2′/Lga2′)加以表示。由于Qa1′和Qa2′为具有相同特性的元件，所以Ka1′＝Ka2′和Vtha1′＝Vtha2′成立，而且与Iret1和Iret2相比，Ioff1和Ioff2充分小，从而可以将其忽略。公式(21-1和21-2)以下列公式的形式出现。
Vgsa1′＝Vret1＝(lret1/K)+Vth ...公式(22-1)Vgsa2′＝Vret2＝(lret2/K)+Vth ...公式(22-2)(63)此时，假设Vgsa1′-Vth为ΔVgsa1′和Vgsa2′-Vth为ΔVgsa2′，则可以得到以下的公式。
ΔVgsa2′/ΔVgsa1′＝(Iret2/K)/(Iret1/K)＝(Iret2/Iret1)...公式(23)(64)由于FET Qa1′、Qa2′、Qb1以及Qb2为具有相同特性的元件，所以可得到下列公式。
ΔVgsb2/ΔVgsb1＝ΔVgsa2′/ΔVgsa1′根据这一公式、以上所提到的公式(23)以及公式(20-1)和(20-2)，可以得到下列公式ΔVgsb2/ΔVgsb1＝(Wge1/Wge2)。
根据这一公式，证明可以通过一均方根设置放大FET Qb1和Qb2的栅极电压ΔVgsb1(＝Vgsb1-Vth)和ΔVgsb2(＝Vgsb2-Vth)的比率。因此，如果Qe1和Qe2的栅极宽度的比率和Qd1和Qd2的栅极宽度的比率互相匹配，则功率放大FET的偏压比ΔVgsb2/ΔVgsb1将不会破坏，此时，在这一实施例中，例如，如上所描述的，把每一个比率设置成1∶2(1 to 2)。
(65)在这一实施例的高频功率放大器电路中，把由FET Qa1′和Qa2′根据反馈电流Iret1和Iret2所生成的电压Vret1和Vret2以及在FET Qa1和Qa2的漏极中所生成的参考电压Vref1和Vref2输入到差分放大器AMP1和AMP2，施加反馈，以致于Vret1和Vret2能够与参考电压Vref1和Vref2相匹配。因此，把Qb1和Qg2的栅极长度设置得较短，并且因短沟道效应所造成的栅极长度的耗散导致沟道调制系数λ耗散。所以，甚至Qb1的电流Iout2偏移一个所希望的值，Qg1的电流Idet2也以同样的方式偏移，并且把校正电流Idet的这样的一个电压从差分放大器AMP1和AMP2施加于Qb1和Qg1以及Qb2和Qg2的栅极。因此，即使为了改进放大特性使放大FET Qb1处于短沟道状态，不依赖于元件耗散的无功电流Iout2也可以流向Qb1。接下来，在施加于放大FET Qb1的电流Iout2和施加于模拟FET Qg1的电流Idet2之间建立了由下列公式所表示的这样的一个关系Idet2/Iout2＝Wgg/Wgb，相应于栅极宽度的比率Wgg/Wgb的电流流向Qb1和Qg1。
(66)主要根据Iin0确定Idet2，因为Qg1、Qg2、Qa1、Qa2、Qa1′以及Qa2′全都具有相同的特性和相同的大小，Qc和Qf、Qd1和Qe1、以及Qd2和Qe2也全都具有相同的特性和相同的大小。因此，可以从以上的公式推导以下的公式。
Iout2＝(Wgb/Wgg)·Iin0因此，由于主要根据Iin0确定Iout2的电流，所以可以保存一个固定的值。
(67)而且，甚至是当因短沟道效应导致Vth变化，也可以根据Wgd1∶Wgd2＝Wge1∶Wge2的关系使ΔVgsb2/ΔVgsb1的比例保持为一个固定的值。
(68)现在，描述这一实施例的高频功率放大器电路的元件特性和大小。另外，以下所描述的除FET之外的FET(构成Qc、Qd、Qe、Qf以及放大器AMP1和AMP2的FET)，均使用了一个按通常CMOS工艺所形成的元件。而且，对于栅极长度，当在这些FET Qe和Qf中产生短沟道效应时，所希望的反馈也能够控制其不出现问题。因此，栅极长度为0.5μm或更长(在本实施例中为2μm)。
(69)在这一实施例的高频功率放大器电路中，由于模拟FET Qg1模拟放大FET Qb1的输出电流Iout2，所以按与Qb1相同的工艺形成一个元件，而且栅极长度与Qb1的相同(0.3μm)，以致于可以产生与Qb1相同的短沟道效应。如果FET Qg1的栅极宽度与Qb1的相同。则电流消耗极度增加。因此，为了获得所希望的电流值，选择充分低于Qb1的栅极宽度的栅极宽度，例如几十μm或一百几十μm。
(70)把FET Qa1和Qa2的漏极中所生成的电压Vref1和Vref2以及FET Qa1′和Qa2′的漏极中所生成的电压Vret1和Vret2输入到差分放大器AMP1和AMP2中，并且把Vref1和Vref2作为标准，生成用于通过放大FET Qb1和Qb2施加一个所希望的输出电流Iout2的栅极电压Vb1和Vb2。因此，Qa1、Qa2、Qa1′以及Qa2′必须具有将不产生短沟道效应的栅极长度。例如，假设值0.5μm为这样的一个栅极长度。而且，在考虑到输出电流Iout2的可控性情况下确定Qa1、Qa2、Qa1′以及Qa2′的栅极宽度。例如，把值100～200μm考虑为这样的一个栅极宽度。
(71)而且，在这一实施例中，FET Qa1、Qa2、Qa1′以及Qa2′均使用一个按与放大FET Qb1相同的工艺形成的元件(功率MOS)，但这些FET也可以具有一个标准N-沟道MOSFET。然而，当FET具有标准N-沟道MOSFET时，与功率MOS相比，栅极长度增加。因此，为了施加一个所希望的电流，必须以比FET具有功率MOS时更宽的尺度设计栅极宽度。所以，所希望的是，以降低功耗和减小芯片面积的角度，FET应采用功率MOS。
(72)图16描述了这一实施例的高频功率放大器电路和图27的传统的电路中，当因短沟道效应而把具有短栅极长度放大FET用作放大FET Qb1的临界电压Vth和沟道调制系数λ耗散时，偏流(输入电流)Iin20和无功电流Iout20之间的关系。图16分别以实线描述了这一实施例的高频功率放大器电路的特性，以虚线描述了图27的传统的高频放大器电路的特性。从图16可以证明在输入/输出电流特性的线性特性方面，这一实施例的高频功率放大器电路性能更佳。
(73)图17描述了这一实施例的高频功率放大器电路和图27的传统电路中偏流(输入电流)Iin20的第一栅极和第二栅极的偏压比(ΔVgsb2/ΔVgsb1)与双栅极放大FET Qb1和Qb2之间的关系。这一图描述了当由于把短栅极长度用于放大FET Qb1而短沟道效应导致临界电压Vth耗散时、当因一个其中不产生短沟道效应的区域中的沟道杂质浓度的耗散导致Vth耗散时，以及当因这两种情况的组合效应导致Vth耗散时的情况。图18分别以实践描述了这一实施例的高频功率放大器电路的特性，以虚线描述了图17的传统高频功率放大器电路的特性。
(74)根据图17，在传统的高频功率放大器电路中，当输入电流Iin20增加时，偏压比增加，而且，当临界电压Vth耗散时，偏压比的倾向也发生变化。然而，在这一实施例的高频功率放大器电路中，不管输入电流Iin20的大小如何以及临界电压Vth是否耗散，也可使偏压比稳定，从而可证明偏压比将不改变。
(75)另外，由于图15的高频功率放大器电路是一个不具有功率控制引脚的固定偏压高频功率放大器电路，所以对于使用固定偏压/可变输入方法控制输出功率的系统来说，利用功率控制是十分有效的，其中固定偏压/可变输入方法根据输出功率控制电压Vapc，改变输入于比外部引脚P201较前一级电路中的放大FET Qb1的栅极引脚的高频信号RFin2的振幅。例如，这样的系统有能够采用DEGE(用于GSM发展的加强的数据速率)方法或WCDMA(宽带码分多路存取)方法进行通信的蜂窝电话。
(76)接下来，参考图18描述根据本发明的高频功率放大器电路的一个第六实施例。图18与图15的实施例的高频功率放大器电路的不同之处在于，作为一个放大晶体管和一个电流模拟晶体管，使用两个双栅极FET Qb和Qg取代了串行的两个FET Qb1和Qb2以及Qg1和Qg2。而且，不同之处还在于，这一高频功率放大器电路可用于支持GSM方法和EDGE方法之一的通信的系统。
(77)对一个GSM方法的蜂窝电话加以构造，以致于可以通过输出功率控制电压Vapc20控制高频功率放大器电路的输出功率。在EDGE模式中，可以通过使用如以上所提到的实施例所示的固定偏压/可变输入方法控制输出功率，来改进输出功率控制的线性特性。这一实施例的高频功率放大器是这样一个实施例其中这样一个EDGE模式中的固定偏压/可变输出功率控制和GSM模式中的固定输入/可变偏压输出功率控制均可得以实现。
(78)因此，这一实施例具有连接在参考偏压电路211的FET Qc和把外部电阻器R23连接至其的外部引脚P203之间的一个电压-电流转换FET Qh；转换开关SW2，用于有选择地提供在GSM模式下从外部提供的输出控制电压Vapc20或在EDGE模式下从外部提供的固定偏置电压Vbias；一个外部引脚P204，用于从外部提供输出功率控制电压Vapc20；一个外部引脚P205，用于从外部提供固定偏置电压Vbias；以及一个外部引脚P206，用于施加一个转换和控制以上所提到的转换开关SW2的模式信号MODE。在GSM模式中，通过根据输出功率控制电压Vapc20改变FET Qc和Qh的电流Iin0，所以从参考偏压电路211施加于FET Q1a和Q2a的参考电流Iin1和Iin2改变，从而施加于放大FET Qb1和Qb2的无功电流Iout2也变化。
(79)另外，还可以在转换开关SW2和电压-电流转换FET Qh的栅极引脚之间提供一个用于改进输出功率控制电压Vapc20以及电流Iin1和Iin2的线性特性的适当的电压转换电路。
(80)图19描述了GSM模式中的参考偏压电路211的输入/输出特性，即输出功率控制电压Vapc20和施加于FET Qa1的电流Iin1之间的关系。如图19中所示，在这一例子中，电流Iin1根据输出功率控制电压Vapc20从某一电压(开始点)Vsp几乎线性地增加。而且，在参考偏压电路211中，确定其中通过外部电阻器R21的电阻值，电流Iin1开始增加的开始点Vsp。
(81)图20描述了根据本发明的高频功率放大器电路的一个第七实施例。
在这一实施例中，图15的实施例的高频功率放大器电路的放大晶体管Qb1和Qb2和模拟晶体管Qg1和Qg2由一个双极晶体管而不是一个FET加以构造，并且整个电路由两个半导体芯片构成。另外，电流-电压转换晶体管Qa1、Qa1′、Qa2以及Qa2′也由双极晶体管而不是FET构成(82)双极晶体管不具有象FET中那样的短沟道效应。但使用了其基极厚度象放大晶体管Qb1一样薄的双极晶体管，以改进高频功率放大特性。在这一情况下，即使使基极-发射极电压保持不变，也会出现早期效应，其中，当集电极-发射极电压增加时，有效基极宽度减小以及集电极电流增加。因此，当因制造耗散导致每一芯片的放大晶体管Qb1的基极厚度耗散时，则因早期效应的影响导致每一芯片的基极偏压点耗散。因此，存在着不能获得稳定的高频功率放大特性的可能。
(83)此时，以与图15的实施例相同的方式，这一实施例具有参考偏压电路211，由二极管连接的晶体管Qa1和Qa2生成参考电压Vref1和Vref2；以及电流模拟电路212，具有与放大晶体管Qb1和Qb2相同的特性，并且包括模拟晶体管Qg1和Qg2，而且向模拟晶体管QgQ1和Qg2施加一个成比例的电流。这一实施例还具有校正电路213，校正电路213把所检测的电流转换成电压，把该电压与参考电压Vref1和Vref2加以比较，并且生成一个偏置电压，以校正因放大晶体管Qb1和Qb2的基极厚度的耗散所产生的电流偏移。因此，即使放大晶体管Qb1和BQ2的基极厚度较薄，以改进把双极晶体管用作放大晶体管Qb1、Qb2的高频功率放大特性、减小拥有因早期效应所产生的基极偏压点的耗散，以及具有因除早期效应之外的另一种因素(沟道杂质浓度)所产生的Vth耗散的基极偏压点的耗散，并且可以提高高频功率放大特性的稳定性。
(84)而且，在这一实施例中，还由于其有一双极晶体管放大晶体管Qb1和Qb2以及模拟晶体管Qg1和Qg2形成在半导体芯片120上，而半导体芯片120分离于其上形成FET Qc～Qf的偏压控制半导体芯片110，所以与在一个半导体芯片上形成这两种晶体管的情况相比，能够按各自的最佳工艺形成两个半导体芯片，从而简化了工艺。因此，作为一个优点，可以降低芯片成本。另外，也可以把用于这一实施例的双极晶体管形成在一个硅片上。所希望的是，应使用具有良好放大特性的异质结双极晶体管。
(85)另外，图20描述了把两个双极晶体管串连连接作为一个放大晶体管和一个模拟晶体管的情况。一个水平的双极晶体管在一个集电极区域和一个发射极区域之间形成了两个基极区域，一个垂直的双极晶体管在一个收集极区域中形成了一个双结构的基极区域以及内部的基极区域中的一个发射极区域(一个狭义的双基极晶体管)，而且两种晶体管均可用作放大晶体管和模拟晶体管。在本说明书中，把串行连接的一个狭义双基极晶体管和两个双极晶体管一起统称双基极晶体管。
(86)以下，描述根据本发明的高频功率放大器电路的一个改型。
图21描述了一个第六种改型。这一改型，作为一个半导体集成电路，在一个半导体芯片上形成了一个三级组成的高频功率放大器电路，并且提供了一个用于检测输出功率的检测电路。这一实施例的输出功率检测电路具有一个检测FET Qj，从而可以通过一个电阻器R26把与输入于末级放大FET Qb的基极引脚的电压相同的电压输入于栅极引脚；一个电流镜电路215，传送施加于电流镜电路215的漏极电流；以及一个外部电阻器R27，把电流镜电路215所传送的漏极电流转换成电压。
(87)输出功率检测FET Qj是一种具有按与放大FET Qb相同的工艺所形成的相同栅极长度的相同特性的元件。通过把这种元件形成为拥有一个小于Qb的栅极宽度，其中Qb电流依栅极宽度的比率成比例减小的这样一个大小的电流流向Qj。对于这样一种电流检测方法的输出功率检测电路，由于这些申请人已经提交了多个专利申请，因此，不再描述详细的操作。
(88)在这一实施例中，通过一个电容器C31和一个阻抗匹配电路MN21把第一级放大器级210A的输出引脚P221连接于第二级放大器级210B的输入引脚P222，并且经由电容器C32和一个阻抗匹配电路MN22把第二级放大器级210的输出引脚P212连接于第三级放大器级210C的输入引脚P223。相应于第三级放大器级210C，提供FET Qj和一个具有一个输出功率检测电路的电流镜电路215。
(89)把这一实施例的半导体集成电路10与用于截止直流的电容器C31～C33、外部电阻器R31～R33、电感器L31～L33、以及阻抗匹配电路MN20～MN23一起，安装在一个绝缘基片上，例如安装在陶瓷绝缘基片上，从而构成一个模块。可以使用形成在一个模块基片上的微带线构造电感器L31～L33或阻抗匹配电路MN20～MN23。甚至电容器C31～C33也可以为离散部件。然而，当电容器使用了其中层压了多个介电层作为模块绝缘基片的部件时，这样的电容器也是可以接受的其中，导电层形成在任何介电层的前和后，以分别相对地用作一个电极。作为一个例子，第一级放大器级可以使用图15的实施例的第一级放大器级，但也可以使用图16的实施例的第一级放大器级(狭义的双极FET)或图6的实施例的第一级放大器级(双极晶体管)。
(90)由于这一实施例的高频功率放大器电路允许把拥有第一级、第二级以及第三级放大器级形成在一个半导体芯片上，所以与其它例子相比，作为一个优点，可以使模块最小化。
(91)图22说明了一个第七种改型。作为一个半导体集成电路，这一改型在两个半导体芯片210和120上形成了一个三级组成的高频功率放大器电路。具体地讲，把第一级放大器级210A和第二级放大器级210B形成在第一半导体芯片110上，把第三级放大器级210C形成在第二半导体芯片220上，其它的部件与图21的改型相同。
(92)因为这一实施例的高频功率放大器电路允许把具有第一级和第二级放大器级的一个FET形成在一个半导体芯片210上，与除了图21的实施例的其它实施例相比，可以使模块最小化。而且，在最小化方面，图22的实施例不如图21的实施例，但图22的实施例可以实现这样的实施例通过形成可以把每一不同特性提供于第一、第二、以及第三级放大器级中的放大FET Qb，从而总体具有优于图21的例子的放大特性。
(93)图23描述了一个第八种改型。这一改型在三个半导体芯片上形成一个三级组成的高频功率放大器电路作为一个半导体集成电路。具体地讲，把每一级的电流控制电路14形成在第一半导体芯片210上作为一个公共电流控制电路，把除电流控制电路14的第一级放大器级210A和第二级放大器级210B形成在第二半导体芯片220上，以及把第三级放大器级210C形成在第三半导体芯片130上。其它部件与图21的改型相同。
(94)由于这一实施例的高频功率放大器电路允许把每一级的电流控制电路14形成在独立的半导体芯片230上作为一个公共电流控制电路，所以与图22的例子相比，作为一个优点，可以最小化其上拥有一个放大器级的第二和第三半导体芯片210和220。
(95)图24描述了诸如蜂窝电话的射频通信系统的一个合成实例。蜂窝电话使用了图18的实例的高频功率放大器电路，这一高频功率放大器电路能够实现EDGE模式中的偏压固定/输入可变输出功率控制和GSM模式中的输入固定/偏压可变输出功率控制，并且在最后一级中提供了图21中所示的电流感测方法的这样的一个输出功率检测电路。
(96)图24的射频通信系统包括；一个高频信号处理电路(高频IC)300，高频信号处理电路300具有一个调制解调电路，通过这一调制解调电路可以进行GSM模式中的GMSK调制(调频)、EDGE模式中的PSK调制(调相与调幅)并且可以对它们进行解调，或具有一个能够放大所接收的信号Rx的低噪音放大器LNA；一个可变增益放大器310，放大来自高频IC 300的所传输的信号Tx；以上所提到的例子的高频功率放大模块(RF功率模块)200，放大可变增益放大器310的输出，并驱动天线ANT进行转输；一个前端模块400，包括一个低通滤波器，这一低通滤波器去除包含在所传输的信号中的谐波成份，并且包括一个传输器—接收器转换开关，以及一个滤波器；以及一个带通滤波器BPF，具有一个从所接收的信号中去除寄生波的弹性表面波滤波器。
(97)而且，这一实施例的射频通信系统还配备有一个误差放大器320，根据从高频IC 300所输出的输出电平指令信号Vramp和RF功率模块200的输出功率检测电路中所检测的检测信号Vsns之间的电位差输出一个电压；以及转换开关330，有选择地把从误差放大器320所输出的输出功率控制电压Vapc提供于可变增益放大器310或RF功率模块200的偏压控制电路。
(98)对这一转换开关330进行控制，以致于能够在GSM模式中，把输出功率控制电压Vapc提供于偏压控制电路，以及在EDGE模式中，使用一个模式控制信号MODE把输出功率控制电压Vapc提供给可变增益放大器310，其中模式控制信号MODE控制RF功率模块200的偏压控制电路内部的开关SW1和SW2。在GSM模式中，把输出功率控制电压Vapc提供于偏压控制电路。因此，形成一个反馈控制回路，这一反馈控制回路在RF功率模块200的内部提供放大FET偏压，以致于输出功率检测信号Vsns能够与输出电平指令信号Vramp相匹配，其操作旨在使输出功率Pout输出可以根据输出电平指令信号Vramp而变化。
(99)另一方面，在EDGE模式中，把输出功率控制电压Vapc提供于可变增益放大器310，并且把一个固定电平的偏置电压Vbias从高频IC 300提供于RF功率模块200的偏压控制电路。因此，在RF功率组件200中，通过偏压控制电路，一个放大FET被保持处于一个稳定偏压状态，而且，可变增益放大器310的增益随从误差放大器320所输出的输出功率控制电压Vapc而变化。形成一个反馈控制回路，其操作旨在使输出功率检测信号Vsns能够与输出电平指令信号Vramp相匹配，而且其操作还能够使输出功率Pout能够根据输出电平指令信号Vramp而变化。此时，作为一个优点，通过使用如以上所提到的实施例构成的高频功率放大器电路和RF功率模块，输出Pout可以根据输出电平指令信号Vramp从一个输出电平的低区域到高区域线性地变化。
(79)根据一个实施例描述了这些发明者的一个发明，但本发明不局限于以上所提到的实施例，无需加以声明，在本发明将不背离这一目的的范围内，可以对本发明进行多方面的改型。
(80)例如，在图6的实施例中，放大FET Q0和模拟FET Q7拥有一个双极晶体管，以及参考偏压电路11和偏压控制电路13的二极管连接的晶体管Q1和Q2拥有一个FET，但Q1和Q2也可以拥有一个双极晶体管。而且，把图5或图9～图11的实施例构造成一个包括输出功率检测电路(Q9和Q15)的半导体集成电路，但也可以将其构造为不包括一个输出功率检测电路的高频功率放大器电路。
(81)另外，在以上所提到的实施例中，已经描述了其中放大晶体管Q0具有一个FET或一个双极晶体管的情况。然而，即使当放大晶体管Q0具有另一种晶体管，例如GaAsMESFET、GaAsHBT(异质结双极晶体管)、SiGeHBT、以及HEMT(高电子移动晶体管)，也可以通过使用以上所提到的实施例，达到同样的效果。
(101)而且，例如，在图15的实施例中，把一个二极管连接的晶体管用作为具有参考偏压电路211的电流-电压转换FET Qa1和Qa2和具有偏压校正电路213的电流-电压转换FET Qa1′和Qa2′，但也可以用一个电阻器或二极管取代晶体管。在这一情况下，从提高精度的角度，所希望的是，应把它们的电流-电压转换电阻器或二极管作为外部元件加以提供。
(102)另外，在以上所提到的实施例中，描述了其中放大晶体管具有一个FET或一个双极晶体管的情况。然而，即使当放大晶体管具有另一种晶体管，例如GaAsMESFET、GaAsHBT(异质结双极晶体管)、SiGeHBT、以及HEMT(高电子移动晶体管)，也可以通过使用以上所提到的实施例，达到同样的效果。
而且，在一个应用系统的实施例中，描述了能够通过GSM模式和EDGE模式的两种调制方法进行通信的系统。然而，本发明还可适用于能够通过CDMA(码分多路存取)方法进行通信的系统。
(82)在以上的描述中，描述了把这些发明者的一个发明用于作为背景的一个应用领域的蜂窝电话所使用的高频功率放大器电路和功率模块。然而，本发明并不局限于这种高频功率放大器电路或功率模块，而且还能够用于构成无线LAN的高频功率放大器电路和功率模块。
权利要求
1.一种高频功率放大器电路，包括一个放大晶体管，用于放大一个高频信号；以及一个电流-电压转换元件，用于通过施加一个预先确定的电流，把电流转换成电压，其中，把一个相应于所述电流-电压转换元件所生成的电压施加于所述放大晶体管的控制引脚，从而使一个与流向所述电流-电压转换元件的电流成比例的电流流动，所述高频功率放大器电路包括一个偏压生成电路，该偏压生成电路包括一个电流模拟晶体管，该电流模拟晶体管拥有与所述放大晶体管相同的沟道长度或基极宽度，并以与所述放大晶体管相同的工艺加以形成；以及一个二极管连接的晶体管，串行地与所述晶体管相连；所述偏压生成电路把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与一个由把来自一恒流电路的电流转换成电压的电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，并向所述放大晶体管和电流模拟晶体管提供一个能够禁止所述放大晶体管的无功电流因短沟道效应或早期效应而变化的偏压。
2.一种高频功率放大器电路，包括一个放大晶体管，用于放大一个高频信号；以及一个电流-电压转换元件，用于通过施加一个预先确定的电流，把电流转换成电压，其中，把一个相应于所述电流-电压转换元件所生成的电压施加于所述放大晶体管的控制引脚，从而使一个与流向所述电流-电压转换元件的电流成比例的电流流动，所述高频功率放大器电路包括一个偏压生成电路，该偏压生成电路包括一个电流模拟晶体管，该电流模拟晶体管拥有与所述放大晶体管相同的沟道长度或基极宽度，并以与所述放大晶体管相同的工艺加以形成；一个二极管连接的晶体管，串行地与所述晶体管相连；以及一个差分放大器电路，用于把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与一个所述电流-电压转换元件所生成的参考电压加以比较，以输出遵循一个电位差的电压，其中，所述差分放大器电路工作以使根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与所述参考电压相匹配，并且把所述差分放大器电路的输出电压施加于所述放大晶体管的控制引脚，然后一个无功电流流向所述放大晶体管。
3.根据权利要求2所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述放大晶体管和所述电流模拟晶体管包括一个场效应晶体管，该场效应晶体管具有这样一沟道长度，其中临界电压和沟道长度调制系数因制造耗散而变化，以及其中，一个串行地与所述电流模拟晶体管相连的二极管连接的晶体管，包括具有这样一沟道长度的场效应晶体管，其中临界电压和沟道长度调制系数不因制造耗散而变化。
4.根据权利要求2所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述电流-电压转换元件是一个二极管连接的场效应晶体管，所述晶体管允许将形成的沟道长度长于所述放大晶体管的沟道长度。
5.根据权利要求4所述的一种高频功率放大器电路，其中，串行连接于所述电流模拟晶体管的二极管连接的晶体管允许沟道长度等于或长于所述电流-电压转换晶体管的沟道长度。
6.根据权利要求2所述的一种高频功率放大器电路，其中，在所述差分放大器电路中与所述参考电压进行比较的电压，是使用一种电流镜方法由连接于所述二极管连接的晶体管的一个第一晶体管以及串行地连接于所述第一晶体管的一个二极管连接的第二晶体管所生成的。
7.根据权利要求1所述的一种高频功率放大器电路，还包括一个检测晶体管，其中，把所述放大晶体管和控制引脚两者共连，使一个与流向所述放大晶体管的电流成比例的电流流动。
8.根据权利要求1所述的一种高频功率放大器电路，还包括一个把一个输出功率控制信号向其输入的外部引脚，其中，所述偏压生成电路允许一个流向所述电流-电压转换元件的电流根据所述输出功率控制信号而变化，并且允许所述放大晶体管的偏压状态根据所述电流而变化。
9.根据权利要求1所述的一种高频功率放大器电路，其中，把所述放大晶体管和一个包括所述偏压生成电路的晶体管形成在同一半导体芯片上。
10.一种用于高频功率放大器的电子部件，其中把根据权利要求11的一种高频功率放大器电路安装在一个绝缘基片上，其中，把所述偏压生成电路和所述放大晶体管形成在一个分离的半导体芯片上，把其上形成所述偏压生成电路的一个第一半导体和其上形成所述放大晶体管和所述电流模拟晶体管的一个第二半导体安装在所述绝缘基片上。
11.一种高频功率放大器电路，包括一个功率放大元件，用于放大一个高频信号；以及一个电流-电压转换元件，用于通过施加一个预先确定的电流，把电流转换成电压，其中，把一个相应于所述电流-电压转换元件所生成的电压施加于所述放大晶体管的控制引脚，从而使一个与流向所述电流-电压转换元件的电流成比例的电流流动，以及其中，所述功率放大元件包括一个拥有一个第一栅极和一个第二栅极的双栅极的场效应晶体管，并且包括可以独立设置所述第一栅极和所述第二栅极的偏置电压的偏压控制电路。
12.根据权利要求11所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述偏压电路包括一个双栅极的电流模拟晶体管，该电流模拟晶体管拥有与所述双栅极的放大晶体管相同的沟道长度，并以与所述双栅极的放大晶体管相同的工艺加以形成；一个二极管连接的晶体管，具有一个其中临界电压和沟道长度调制系数不因制造耗散而变化的沟道长度，并串行地与所述电流模拟晶体管相连，所述高频功率放大器电路还包括一个第一偏压生成电路，该偏压生成电路把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的一个电压与一个所述电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，所述电流—电压转换元件将来自一电流控制电路的电流转换成一电压，然后向把所述放大晶体管的将加以放大的一个信号对应的的一个第一栅极和电流模拟晶体管对应于其的第一栅极提供一个能够禁止所述放大晶体管的无功电流因短沟道效应而变化的偏压，以及一个第二偏压生成电路，该偏压生成电路把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与把来自电流控制电路的电流转换成电压的电流-电压转换元件所生成的参考电压加以比较，并且向所述放大晶体管和电流模拟晶体管的第二栅极提供这一偏压。
13.根据权利要求12所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述第一偏压电路包括一个第一差分放大器电路，该差分放大器电路把一个根据施加于所述二极管连接的晶体管的电流所形成的一个电压与一个用于把来自电流控制电路的电流转换成电压的第一电流-电压转换元件所生成的第一参考电压加以比较，然后输出遵循一个电位差的电压，其中，所述第二偏压电路包括一个第二差分放大器电路，该差分放大器电路把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与一个把来自电流控制电路的电流转换成电压的第二电流-电压转换元件所生成的第二参考电压加以比较，然后输出遵循这一电位差的电压，以及其中，所述第一差分放大器电路工作以使根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与所述第一参考电压相匹配，并且把所述第一差分放大器电路的输出电压施加于所述放大晶体管的第一栅极，以及所述第二差分放大器电路工作以使根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与所述第二参考电压相匹配，并且把所述第二差分放大器电路的输出电压施加于所述放大晶体管的第二栅极，以使一个无功电流流向所述放大晶体管。
14.根据权利要求13所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述电流-电压转换元件是一个二极管连接的场效应晶体管，所述晶体管允许将形成的沟道长度长于所述放大晶体管的沟道长度。
15.根据权利要求14所述的一种高频功率放大器电路，其中，串行连接于所述电流模拟晶体管的二极管连接的晶体管允许沟道长度等于或长于所述电流-电压转换晶体管的沟道长度。
16.根据权利要求12所述的一种高频功率放大器电路，其中，在所述第一差分放大器电路中与所述第一参考电压进行比较的电压，是使用一种电流镜方法由连接于所述二极管连接的晶体管的一个第一晶体管以及串行地连接于所述第一晶体管的一个二极管连接的第二晶体管所生成的，以及在所述第二差分放大器电路中与所述第二参考电压进行比较的电压，是使用一种电流镜方法由连接于所述二极管连接的晶体管的一个第三晶体管以及串行地连接于所述第三晶体管的一个二极管连接的第四晶体管所生成的。
17.根据权利要求11所述的一种高频功率放大器电路，还包括一个功率放大元件，具有级联的多个放大器级，其中每一个放大器级分别放大一个高频信号；以及一个电流-电压转换元件，通过施加一个预先确定的电流，把电流转换成电压，其中，把一个相应于所述电流-电压转换元件所生成的电压的电压施加于所述功率放大元件的控制引脚，从而使一个与流向电流-电压转换元件的电流成比例的电流流动，以及其中，所述第一级放大器级的所述功率放大元件包括一个拥有一个第一栅极和一个第二栅极的双栅极的场效应晶体管。
18.根据权利要求11所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述双栅极的放大晶体管和电流模拟晶体管分别包括两个串行的场效应晶体管。
19.一种高频功率放大器电路，包括一个功率放大元件，用于放大一个高频信号；以及一个电流-电压转换元件，通过施加一个预先确定的电流，把电流转换成电压，其中，把一个相应于所述电流-电压转换元件所生成的电压的电压施加于所述功率放大元件的控制引脚，从而使一个与流向电流-电压转换元件的电流成比例的电流流动，以及其中，所述放大元件包括一个拥有一个第一基极和一个第二基极的双基极的双极晶体管，并包括一个独立设置所述第一基级和第二基级的一个偏置电压的偏压控制电路。
20.根据权利要求19所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述偏压电路包括一个双基极的电流模拟晶体管，该电流模拟晶体管拥有与所述双基极的放大晶体管相同的沟道宽度，并以与所述双基极的放大晶体管相同的工艺形成；一个二极管连接的晶体管，具有一个其中有效基极宽度不因制造耗散和根据集电极-发射极电压而变化的基极宽度，所述高频功率放大器电路包括一个第一偏压生成电路，该偏压生成电路把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与一个把来自电流控制电路的电流转换成电压的电流-电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，然后向把所述放大晶体管的将加以放大的一个信号输入于其的一个第一基极和电流模拟晶体管对应于其的第一基极提供一个能够禁止所述放大晶体管的无功电流因早期效应而变化的偏压，以及一个第二偏压生成电路，该偏压生成电路把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与把来自电流控制电路的电流转换成电压的电流-电压转换元件所生成的参考电压加以比较，并且向所述放大晶体管和电流模拟晶体管的第二基极提供这一偏压。
21.根据权利要求20所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述第一偏压电路包括一个第一差分放大器电路，该差分放大器电路把一个根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与一个用于把来自一个恒控电路的电流转换成电压的第一电流-电压转换元件所生成的一个第一参考电压加以比较，然后输出遵循一个电位差的电压，而且所述第二偏压电路包括一个第二差分放大器电路，该差分放大器电路把根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与一个把来自电流控制电路的电流转换成电压的第二电流-电压转换元件所生成的一个第二参考电压加以比较，然后输出遵循这一电位差的电压，以及其中，所述第一差分放大器电路工作以使根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与所述第一参考电压相匹配，从而把所述第一差分放大器电路的输出电压施加于所述放大晶体管的第一基极，以及所述第二差分放大器电路的操作旨在使根据流向所述二极管连接的晶体管的电流所形成的电压与所述第二参考电压相匹配，从而把所述第二差分放大器电路的输出电压施加于所述放大晶体管的第二基极，以使一个无功电流流向所述放大晶体管。
22.根据权利要求20所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述电流-电压转换元件是一个二极管连接的双极晶体管，所述晶体管允许将形成的基极宽度大于所述放大晶体管的基极宽度。
23.根据权利要求22所述的一种高频功率放大器电路，其中，串行连接于所述电流模拟晶体管的二极管连接的晶体管允许基极宽度等于或大于所述电流-电压转换晶体管的基极宽度。
24.根据权利要求20所述的一种高频功率放大器电路，其中，在所述第一差分放大器电路中与所述第一参考电压进行比较的电压，是使用一种电流镜方法由连接于所述二极管连接的晶体管的一个第一晶体管以及串行地连接于所述第一晶体管的一个二极管连接的第二晶体管所生成的，以及在所述第二差分放大器电路中与所述第二参考电压进行比较的电压，是使用一种电流镜方法由连接于所述二极管连接的晶体管的一个第三晶体管以及串行地连接于所述第三晶体管的一个二极管连接的第四晶体管所生成的。
25.根据权利要求19所述的一种高频功率放大器电路，还包括一个功率放大元件，具有级联的多个放大器级，其中每一个放大器级分别放大一个高频信号；以及一个电流-电压转换元件，通过施加一个预先确定的电流，把电流转换成电压，其中，把一个相应于所述电流-电压转换元件所生成的电压的电压施加于所述功率放大元件的控制引脚，从而使一个与流向电流-电压转换元件的电流成比例的电流流动，以及其中，所述第一级放大器级的所述功率放大元件包括一个拥有一个第一基极和一个第二基极的双基极的双极晶体管。
26.根据权利要求19所述的一种高频功率放大器电路，其中，所述双基极的放大晶体管和电流模拟晶体管分别包括两个串行的双极晶体管。
27.根据权利要求18所述的一种高频功率放大器电路，还包括一个检测晶体管，其中，把所述放大晶体管和控制引脚两者共连，一个与流向所述放大晶体管的电流成比例的电流流动。
28.根据权利要求11所述的一种高频功率放大器电路，还包括一个把一个输出功率控制电压向其输入的外部引脚，其中，所述偏压生成电路根据所述输出功率控制电压改变一个施加于所述电流-电压转换元件的电流，并且根据所述电流改变所述放大晶体管的偏压状态。
29.根据权利要求11所述的一种高频功率放大器电路，其中，把所述放大晶体管和一个构成所述偏压生成电路的晶体管形成在同一半导体芯片上。
30.一种用于高频功率放大器的电子部件，拥有一个其上安装了根据权利要求11的一种高频功率放大器电路的绝缘基片，其中，把所述偏压生成电路和所述放大晶体管形成在一个分离的半导体芯片上，把其上形成所述偏压生成电路的一个第一半导体芯片和其上形成所述放大晶体管和所述电流模拟晶体管的一个第二半导体芯片安装在所述绝缘基片上。
31.一种用于高频功率放大器的电子部件，拥有一个其上安装了根据权利要求28的一种高频功率放大器电路的绝缘基片，所述电子部件包括一个第一外部引脚，把所述输出功率控制电压向其输入；一个第二外部引脚，把预先确定的固定电位向其输入；以及一个开关装置，选择输入于所述第一外部引脚或第二外部引脚，并且能够被提供给偏压生成电路的一个电压，其中，对所述开关装置进行设置，以致于能够以一个其中把一个调频高频信号输入于所述放大晶体管的第一模式选择输入于所述第一外部引脚的电压；以及以一个其中把一个调相的和调幅的高频信号输入于所述放大晶体管的第二模式选择输入于第二外部引脚的电压。
全文摘要
在使用一种电流镜方法向放大FET提供偏压的高频功率放大器电路中，能够自动校正因FET沟道杂质浓度的耗散所导致的临界电压Vth的耗散、以及因短沟道效应所导致的临界电压Vth和沟道长度调制系数λ的耗散所产生的一个偏压点的偏移，并且能够减小高频功率放大特性的耗散。在使用一种电流镜方法向放大放大FET提供偏压的高频功率放大器电路中，电流模拟晶体管拥有与放大晶体管相同的沟道长度或基极宽度，并且按与放大晶体管相同的工艺加以形成。一个偏压生成电路，用于把一个根据施加于晶体管的电流所形成的一个电压与一个由把来自恒流电路的电流转换成电压的电流－电压转换元件所生成的一个参考电压加以比较，并向所述放大晶体管和电流模拟晶体管提供一个能够禁止放大晶体管的无功电流因短沟道效应或早期效应而变化的偏压。
文档编号H03F1/30GK1610251SQ20041008526
公开日2005年4月27日 申请日期2004年10月18日 优先权日2003年10月16日
发明者弦卷宏和, 长井浩之, 古屋富男, 石川诚 申请人:株式会社瑞萨科技