专利名称：放大器、以及使用该放大器的发射器和通讯装置的制作方法
背景技术：
发明领域本发明涉及放大器以及包括该放大器的发射器和通讯装置。尤其，本发明涉及高频工作的放大器，以及包括该放大器的发射器和通讯装置。
背景技术：
功率放大器常用于移动电话等之类的发射块中，它必须能够以高增益来放大几瓦级(W)的信号。
图10图形说明一例常规放大器900的典型结构，它设计用于放大微弱的接收信号(见，例如，Behzad Razavi编著《RF微电子学》(“RFMicroelectronics”，Prenti-Hall出版，1997年11月1日出版，第169页)。
在图10所示的放大器900中，通过输入端901所输入的信号施加至晶体管910的基极。该信号经放大，通过集电极引入，在输出端902输出。通过电阻921将偏置Vb施加至基极。通过电感器922将偏置Vc施加至集电极。为了确保在集电极偏置和基极偏置之间的分离，在基极一侧连接一个耦合电容器920，该耦合电容器在基频fc上呈现出非常小的阻抗。
在晶体管910的基极和集电极之间，存在着寄生电容器923(具有电容Cp)。电感器924(具有电抗Lx)以并联方式连接至寄生电容器923。本文假定可选择电感器923的电抗，使之与寄生电容器923所产生的并联谐振发生于期待放大的频率fc，并且下列公式1在该频率fc(角频率ω＝2πfc)上得以满足Lx×Cp＝1/ω2(1)通过规定电感器924的电抗值，电感器923和寄生电容器923的功能使得在基极和集电极之间产生并联谐振，从而最大化阻抗。由于该结果抑止了功率反馈，所以就减小了在晶体管增益中的降低。通过减小在晶体管增益中的降低，就有可能减小放大器的功率附加效率(PAE)的降低。
图11图示说明一例发射器930的典型结构，它可进行极坐标调制操作，以明显提高放大器的工作效率(见，例如，USP No.6256482)。在图11所示的发射器930中，经过π/4相移的QPSK(正交相移键控)调制的数字基带信号输入到信号发生部分931，该信号发生部分是由DSP(数字信号处理器)和DAC(数字模拟转换器)组成。信号发生部分931从数字基带信号中提取相位分量，并且将它作为相位控制信号Eph(t)输出。此外，信号发生部分931从数字基带信号中提取幅度分量，并且作为幅度调制信号Emag(t)输出。
相位控制信号Eph(t)输入至正交调制器932。根据相位控制信号Eph(t)，正交调制器932调制具有频率f0的载波信号，并输出叠加相位控制信号Eph(t)的相位调制信号，使得相位控制信号Eph(t)具有一定的包络。滤波器933从相位调制信号中去除任何不需要的信号分量。来自滤波器933的输出信号输入至三级功率放大块，三级功率放大块包括一个驱动级放大器934，一个中间级放大器935和一个后级放大器936，这三级依次串联连接。
驱动级放大器934具有一定的电压，该电压从电池施加至它的电源端937。驱动级放大器934放大相位调制的信号，并且将所放大的信号输入至中间级放大器935。
另一方面，幅度调制信号Emag(t)由高效率的D类放大器938放大。滤波器939从来自D类放大器938所输出的信号中去除任何不需要的分量，并且输出最终的信号，作为幅度调制信号Efm(t)。该幅度调制信号Efm(t)可分成为两部分。即，幅度调制信号Efm(t)输入到中间级放大器935的电源部分(未显示)和输入到后级放大器936的电源部分(未显示)。
根据输入到电源部分的幅度调制信号Efm(t)，中间级放大器935放大或者衰减由驱动级放大器934所输出的相位调制信号。
后级放大器936混合由中间级放大器935输出的相位调制信号和输入到它的电源部分的幅度调制信号Efm(t)，并随后输出已经叠加在载波信号上的π/4相移的QPSK调制信号。假设此π/4相移QPSK调制的信号的包络具有电压Eo(t)。
于是，由数字基带信号产生相位调制信号和幅度调制信号，并且将已经输入至后级放大器936的电源部分的幅度调制信号与相位调制信号相混合。采用这一方式，就获得了根据数字基带信号经历极坐标调制(极性调制)的信号，并以此作为输出。
现在，讨论与图10所示放大器有关的问题。实际上，晶体管不仅包括寄生电容器，还固有地包括在晶体管内的基极—集电极电容(称之为“固有电容器”)。
图12是说明图10所示的晶体管910的等效电路图的示意图。电阻器912和电容器912存在于基极和发射极之间。恒定电流源914和输出电阻915存在于集电极和发射极之间。固有电容器(基极—集电极电容)911存在于基极和集电极之间。
在作为发射信号的放大器的情况下，不同于接收信号的放大器，常常需要“大规格”的晶体管，以便于能够输出高功率的信号。其结果是，固有电容器911具有一个大的电容，并且固有电容器911的电容变得比图10所示的寄生电容器923的电容更重要。因此，仅仅只需提供一个与图10所示的寄生电容器923共振的电感器924(如在由Behzad Razavi编著的上述文档中所讨论的)就会产生在谐振频率中的相移，从而使得它难以充分地防止在所需频率上的增益下降(下文中将这一问题称之为“第一问题”)。
在近年来的通讯技术中，需要放大器在一个较宽的频率范围中具有均匀的增益。在图10所示的放大器900中，由电感器924和寄生电容器923所组成的并联谐振电路的Q值会由于低阻抗分量而增加。这高Q值意味着谐振电路的阻抗会随着频率而发生较大的变化，于是防止放大器在一个较宽的频率范围内具有均匀的增益(下文中将这一问题称之为“第二问题”)。
接着，讨论与图11所示发射器有关的问题。首先，特别讨论后级放大器936的工作。通常，在移动电话中的发射器必须能够根据与基站的距离来控制它的输出功率电平。下文中，将这一输出功率的控制简称之为“功率控制”。为了获得这类功率控制，发射器必须具有较宽的动态范围。这里，所讨论的情况是输出调制信号的平均输出功率所需要的变化范围为20dBm，从10dBm到30dBm。
图13是说明图11所示后级放大器936中的源电压Vcc和输出电压Vo之间关系的图形。准予后级放大器936始终工作于饱和区域，基本上，输出电压Vo按源电压Vcc的比例增加，正如在图13中以虚线环绕的区域所表示的。
π/4QPSK调制信号是一个幅度随时间变化的信号。对于一个给定的平均功率来说，π/4QPSK调制信号的幅度具有大约18dB的动态范围，从+3dB到-15dB。
通过允许幅度调制信号Efm(t)在源电压Vcc的范围A中变化，就能够输出具有最大平均功率为30dBm的调制信号。在范围A中，输出电压Vo随着源电压Vcc线性变化。因此，在精确的幅度信息是按幅度调制信号Efm(t)比例的情况下，后级放大器936输出具有包络Eo(t)的π/4相移QPSK调制信号。
另一方面，通过允许幅度调制信号Efm(t)在源电压Vcc的范围B内变化，可以输出具有最小平均功率为10dBm的调制信号。在范围B中，输出功率Vo不随着源电压Vcc线性变化。因此，输出调制信号是失真的，即，包络Eo(t)具有不精确的幅度信息。这会导致劣化通讯质量。
接着，讨论为什么输出电压Vo不能在范围B中随着变化的源电压Vcc线性变化的理由。
为了使得输出电压Vo线性变化，后级放大器936必须完全地在饱和区域内工作。
图13中的区域X和Y是输出电压不能线性变化的区域，因为后级放大器936不在饱和区域内工作。
在区域X中，相对于源电压Vcc，输入功率是小的，因此后级放大器936不会饱和。于是，尽管提高源电压Vcc，但输出电压Vo不会变化。
中间级放大器935的源电压可变化，使之产生与后级放大器936所定义源电压相同的电势。因此，在区域Y中，中间级放大器935提供的输出功率不足以使后级放大器936适当地饱和。
区域Z是输出电压Vo不会线性变化的区域，尽管后级放大器936是在饱和区域内工作。在区域Z中，相对于源电压Vcc，输入功率是非常大的。因此，通过在后级放大器936中的寄生电容器和固有电容器，功率会泄漏至输出一侧，这就解释了为什么输出功率不能在Y区域内变化的理由。
于是，因为三个区域X、Y和Z，图11所示的发射器具有一个较窄的动态范围(下文这一问题称之为“第三问题”)。
随着未来几年内无线通讯在速度和容量上的增加。发射电路将面临着更严峻的需求，要能够在从较低输出电平至较高输出电平的宽动态范围内以高效率和无失真地放大调制信号。正如以上所讨论的，图11所示的发射器具有较窄动态范围的第三问题。此外，图11所示的发射器具有第四问题，在该问题中，动态范围随着使用更高的调制速度而变得更加狭窄，其理由如下。幅度调制信号Efm(t)分成两部分，使之输入至中间级放大器935的电源部分和输入至后级放大器936的电源部分。然而，随着调制速度的增加，就会在中间级放大器935输出信号的幅度变化的时间和后级放大器936进行幅度调制的时间之间产生差异，从而使得动态范围变得更加狭窄。
考虑到上述第一和第二问题，本发明的第一目的是提供一个放大器，它适用于采用“大规格”晶体管来发射信号，从而有可能在一个宽的频率范围内获得较高的增益并且是均匀的。
考虑到上述第三和第四问题，本发明的第二目的是提供一个小尺寸和廉价的放大器和发射器，它能够进行极坐标调制操作，从而能够在一个宽动态范围内以高效率和无失真来放大调制的信号，而不需要复杂的控制。
发明内容
因此，本发明具有获得上述目的的下列特征。根据本发明，提供了一种放大器，它适用于放大高频信号并输出放大后的信号，该放大器包括一个放大元件，这是一个双极型晶体管或者一个场效应晶体管；和一个电感器，它连接在放大元件的基极和集电极之间或者栅极和漏极之间，其中，电感器的电感可选择在预定的频率范围内，能够与放大元件的寄生电容器以及与放大元件的固有电容器产生并联谐振，固有电容器是指基极—集电极电容或者栅极—漏极电容。
较佳的是，放大器还包括一个电阻器，它与电感器串联连接。
较佳的是，放大器还包括一个电容器，它与电感器并联连接。
较佳的是，电容器的电容可选择在预定的频率范围内，能够与寄生电容器、固有电容器以及电感器产生并联谐振。
较佳的是，固有电容器的电容随着施加在放大元件基极的偏置的时间而变化，以及电容器的电容也是变化的，使之在预定频率范围内，能够与寄生电容器、固有电容器以及电感器产生并联谐振。
较佳的是，固有电容器的电容随着施加在放大元件基极的偏置的时间而变化的，以及电感器的电感也是变化的，使之在预定频率范围内，能够与寄生电容器、固有电容器以及电容器产生并联谐振。
较佳的是，放大器还包括一个相位调整电路，它包括电感器，其中，相位调整电路的阻抗可选择在使得相位差异在从-2/3π到2/3π的范围内，并存在于通过寄生电容器、固有电容器和相位调整电路泄漏的泄漏信号；和由放大元件在放大和衰减之后输出的放大信号之间。
较佳的是，放大元件是在饱和区域内工作，以及电感器的电感可选择使之能够与寄生电容器和固有电容器在饱和区域内产生并联谐振。
较佳的是，放大元件通过将输入至基极或栅极的相位调制信号和输入至集电极或漏极的幅度调制信号的混合输出调制信号。
根据本发明，还提供了一种通讯装置，该通讯装置包括一个用于放大高频信号的放大器，该放大器包括一个放大元件，这是一个双极型晶体管或者一个场效应晶体管；和一个电感器，它连接在放大元件的基极和集电极之间或者栅极和漏极之间，其中，电感器的电感可选择在预定的频率范围内，能够与放大元件的寄生电容器以及与放大元件的固有电容器产生并联谐振，固有电容器是指基极—集电极电容或者栅极—漏极电容。
根据本发明，还提供了一种发射器，它可用于发射高频信号，该发射器包括一个信号发生部分，它可用于根据基带信号的相位分量输出相位控制信号和根据基带信号的幅度分量输出幅度调制信号；一个正交调制器，它可用于根据由信号发生部分所输出的相位控制信号通过调制载波信号来输出相位调制信号；以及一个后级放大器，它可用于通过使用幅度调制信号作为偏置电压，将相位调制信号与幅度调制信号相混合，以输出发射信号，其中，后级放大器包括一个放大元件，这是一个双极型晶体管或者一个场效应晶体管；和一个电感器，它连接在放大元件的基极和集电极之间或者栅极和漏极之间，其中，电感器的电感可选择在预定的频率范围内，能够与放大元件的寄生电容器以及与放大元件的固有电容器产生并联谐振，固有电容器是指基极—集电极电容或者栅极—漏极电容。
较佳的是，发射器还包括一个驱动级放大器，它可用于放大由正交调制器所输出的相位调制信号；以及一个中间级放大器，它可用于放大由驱动级放大器所输出的放大后的相位调制信号，其中，作为偏置电压，幅度调制信号仅仅只输入至后级放大器，并且后级放大器输出由中间级放大器所输出的相位调制信号和幅度调制信号的混合信号，作为发射信号。
根据本发明，即使是在用于放大发射信号的放大器采用“大规格”晶体管的情况下，在基极和集电极之间的阻抗可以在它的发射频率上提高。其结果是，抑止了在发射时间的功率反馈，从而可以获得高的增益。此外，提供了一种放大器、一个发射器和一种通讯装置，这是一种小尺寸和廉价的，它有可能在一个宽的频率范围内获得均匀的增益以及改善功率放大器的动态范围。
通过将电阻器与电感器串联相连接，就能够在一个宽的频率范围内获得一个均匀(平坦)的增益曲线。
通过将电容器与电感器并联相连接，就能够使得电感器的尺寸减小，从而能够提供一种小尺寸的放大器。通过允许电容器的电容变化，就有可能提供一种放大器，它能够在即使固有电容器随时间而波动的情况下始终具有高的增益。
通过允许电感器的电感变化，就有可能提供一种放大器，它能够在即使固有电容器随时间而波动的情况下始终具有高的增益。
通过提供一种相位调整电路，就能够拓宽动态范围。
通过允许晶体管在饱和区域内工作，就能够增强功率附加效率。
在采用根据本发明的放大器能够进行极坐标调制的发射器的情况下，幅度调制信号仅仅只需要输入至它的后级放大器。其结果是，即使在高的调制速度的情况下，能够保持宽的动态范围。
本发明上述和其它目的、特征、方面和优点将从以下结合附图的本发明详细描述中变得更加显而易见。
图1A是说明根据本发明第一实施例的放大器100结构的电路图；图1B是显示放大器100在各个频率上的增益的示意图；图2A是说明根据本发明第二实施例的放大器200结构的电路图；图2B是说明一例典型的电感器124的示意图；图3A是说明根据本发明第三实施例的放大器300结构的电路图；图3B是放大器300增益的频率特性的示意图；图4是说明根据本发明第四实施例的放大器400结构的电路图；图5是说明根据本发明第五实施例的放大器600结构的电路图；图6A是说明相位关系的示意图，其关系是指在通过由一个寄生电容器123、一个固有电容器111和一个相位调整电路701组成电路所泄漏的泄漏信号，和由晶体管110在放大或衰减信号之后所输出的放大信号之间的关系(所显示的情况是在泄漏信号和放大信号之间的相位差异处于从-2/3π到2/3π的范围内)；图6B是说明相位关系的示意图，其关系是指在通过由一个寄生电容器123、一个固有电容器111和一个相位调整电路701组成电路所泄漏的泄漏信号，和由晶体管110在放大或衰减信号之后所输出的放大信号之间的关系(所显示的情况是在泄漏信号和放大信号之间的相位差异不处于从-2/3π到2/3π的范围内)；图7是说明根据本发明第六实施例的发射器500结构的方框图，该发射器能够进行极坐标调制操作；图8A是说明在源电压Vcc和输出功率Vo之间关系的图形，其关系是指在其输入和输出之间没有电感器的常规放大器用作为后级放大器506，且施加高的输入功率的情况下；图8B是说明在源电压Vcc和输出功率Vo之间关系的图形，其关系是指在其输入和输出之间没有电感器的常规放大器用作为后级放大器506，且施加低的输入功率情况下；图8C是说明在源电压Vcc和输出功率Vo之间关系的图形，其关系是指在采用第一至第五实施例中任一实施例的放大器用作为后级放大器506，其具有电感器连接在它的输入和输出之间的的情况；图9是移动电话的前视图，该移动电话应用了本发明的放大器；图10是说明常规放大器900的典型结构的电路图，该放大器可用于放大微弱的接收信号；图11是说明发射器930的典型结构的电路图，该发射器可进行极坐标调制操作，从而充分改善该放大器的工作效率；图12是说明图10所示的晶体管910的等效电路图的示意图；图13是说明在图11所示的后级放大器936中的源电压Vcc和输出电压Vo之间关系的图形。
具体实施例方式
(第一实施例)图1A是说明根据本发明第一实施例的放大器100结构的电路图。正如图1A所示，放大器100包括一个输入端101、一个输出端102、一个晶体管110、一个耦合电容器120、一个电阻器121、一个电感器122、以及一个电感器124。
在图1A所示的放大器100中，通过输入端101输入的高频信号施加至晶体管110基极。该信号经放大，通过集电极引出，并且在输出端102输出，作为发射信号。偏置Vb通过电阻器121施加至基极。偏置Vc通过电感器122施加至集电极。
在晶体管110的基极和集电极之间，以并联连接方式提供了寄生电容器123和固有电容器111。此外，在晶体管110的基极和集电极之间，连接了电感器124(具有电感Lx)。虽然固有电容器111是处于晶体管110内部的基极—集电极电容，为了便于理解，特地将固有电容器111画在图1A所示的晶体管110的外边。在本说明书中，“寄生电容器”称之为在晶体管封装时成为寄生的电容，并应该与基极—集电极电容有区别。
为了能够确保在集电极偏置和基极偏置之间的分离，在基极一侧连接了一个耦合电容器120，它可在基频fc上呈现出非常小的阻抗。
这里，假定选择电感器124的电抗Lx，使之与寄生电容器123(具有电容Cp)和固有电容器111(具有电容Cbc)在所期望放大的频率fc上产生并联谐振。换句话说，选择电抗Lx，使得下列公式2在频率fc(角频率ω＝2πfc)上满足Lx×(Cbc+Cp)＝1/ω2(2)图1B是显示放大器100在各个频率上的增益的示意图。在图1B中，实线表示在将电感Lx的数值规定为满足公式2的关系，即，电感器124可与寄生电容器123和固有电容器111产生并联谐振情况下的放大器100的增益。虚线表示在将电感Lx的数值规定为满足公式1的关系，即，电感器124只与寄生电容器123产生谐振情况下的放大器100的增益。从图1B中可以看到，给定通讯频率fc，采用实线可以比虚线实现更高的增益。
于是，通过设计电感器124，使得它可以与寄生电容器123和固有电容器111产生并联谐振，在基极和集电极之间的阻抗可以在发射频率上提高。其结果是，在发射时间可抑止功率反馈，于是可防止放大器增益降低。于是，根据实施例的放大器可作为发射信号的放大器使用。
(第二实施例)图2A是说明根据本发明第二实施例的放大器200结构的电路图。图2A所示的放大器200在结构上类似于根据第一实施例的放大器100的结构，除了还在基极和集电极之间连接了电容器201(具有电容Cx)。
由于电容器201是与寄生电容器123(具有电容Cp)和固有电容器111(具有电容Cbc)并联连接，从而就增加了总的电容数值。因此，满足下列公式3的电抗Lx值可以小于满足公式2的电抗Lx值Lx×(Cbc+Cp+Cx)＝1/ω2(3)电感器的物理尺寸可以随着Lx的数值减小而进一步减小。因此，根据第二实施例，通过使用具有满足公式3的电抗Lx的电感器124，整体电路相对于第一实施例的电路可以进一步减小尺寸。
图2B是说明一例典型的电感器的示意图。图2B说明了一例在图2A所示放大器200中所使用的电感器124以螺旋形电感器实现的实例。螺旋形电感器具有较大的电感，且随着它的面积增加而增加或者随着它的匝数增加而增加。因此，放大器200可以满足采用较小面积的电感器124的谐振条件，从而可以使得整体电路的尺寸减小。
(第三实施例)图3A是说明根据本发明第三实施例的放大器300结构的电路图。图3B是放大器300增益的频率特性的示意图。图3A所示的放大器300在结构上类似于图2A所示的放大器200的结构，除了电阻器301与电感器124的串联连接。
在放大器300中，如果由寄生电容器123(具有电容Cp)、固有电容器111(具有电容Cbc)、电感器124(电抗Lx)和电容器201(具有电容Cx)所组成的并联谐振电路302不具有电阻分量，则并联谐振电路302将具有非常大的Q值，使得在阻抗中的陡峭的变化可沿着频率轴发生。为了在从f1到f2的通讯带宽中获得均匀的增益，例如，谐振特性中的突然变化将使增益基本随着频率而变化，正如图3B中的虚线所示。其结果是，不能达到在较宽的频率范围中获得均匀增益的目的。
因此，根据第三实施例，为了减小并联谐振电路302的Q值，电阻器301以串联方式与电感器124相连接，从而可确保不同频率所获得平缓谐振特性性。于是，正如图3B中实线所示，可以减小在从f1到f2的通讯带宽中的增益变化，使之有可能在宽的频率范围中获得均匀的增益。
(第四实施例)图4是说明根据本发明第四实施例的放大器400结构的电路图。图4所示的放大器400在结构上类似于图3所示的放大器300，除了电感器124和电容器201分别采用可变电感器401和可变电容器402来取代。取代电感器124和电容器201，应该意识到的是，可以采用一个对应的可变元件来只取代电感器124和电容器201中的一个。换句话说，可以只采用可变电感器401来取代电感器124，或只采用可变电容器402来取代电容器201。
可以采用一个外部控制部分(未显示)根据在基极和集电极之间电压Vbc(t)(式中t表示时间)的瞬时变化，依次地根据偏置中所发生的瞬时变化，来引起可变电感器401或者可变电容器402的数值变化。随着在基极和集电极之间的电压Vbc(t)的变化，固有电容器111的电容Cbc(t)也变化，并因此谐振电路的谐振条件随着时间而波动，使得它不可能获得高的增益。因此，可采用控制部分，根据在基极和集电极之间电压Vbc(t)中的变化，来改变可变电容器402的电容Cx(t)，从而确保谐振条件可满足适用于发射的预定频率范围。其结果是，能够提供高增益的放大器，即使在基极和集电极之间的电压随着时间而变化的情况下。除此之外或者在另一可选方案中，可以根据在基极和集电极之间的电压Vbc(t)中的变化，来改变可变电感器401的电抗Lx(t)。在这种情况下，谐振条件也可满足适用于发射的预定频率范围，从而能够提供高增益的放大器，即使在基极和集电极之间的电压是随着时间而变化的情况下。由于连接了电阻器301，所以就有可能在一个宽的频率范围中保持平坦的增益曲线。
例如，考虑在允许集电极电压Vc(t)幅度波动下可由放大器400进行幅度调制的情况。在这种情况下，在基极和集电极之间的电压Vbc(t)根据调制的速度而变化，并且晶体管110的固有电容器111(具有电容Cbc(t))也根据在基极和集电极之间的电压Vbc(t)而变化。其结果是，谐振电路的谐振条件随着时间而波动，使得它不可能获得高的增益。因此，允许可变电感器401的电感Lx(t)可根据固有电容器111的电容Cbc(t)而变化，以确保与寄生电容器123、固有电容器111(它可根据偏置随着时间而变化)和可变电容器402产生并联谐振，使得并联谐振条件可以保持在基频fc上，并且可以实现高的增益。通过允许可变电容器402的电容Cx(t)可以根据电容Cbc(t)而变化，以确保与寄生电容器123、固有电容器111(它可根据偏置随着时间而变化)和可变电感器401产生并联谐振，从而保持谐振条件，也可以获得类似的效果。在这种情况下，例如，控制部分可以根据集电极电压Vc(t)来控制可变电容器402或者电感器401的值。
(第五实施例)图5是说明根据本发明第五实施例的放大器600结构的电路图。图5所示的放大器600包括一个相位调整电路701，该电路包括一个电感器124。另外，放大器600在结构上类似于第一实施例的放大器100。
相位调整电路701的阻抗选择，使得在泄漏信号和放大信号之间的相位差异处于-2/3π到2/3π的范围内，其中，泄漏信号是通过由寄生电容器123、固有电容器111和相位调整电路701组成电路所泄漏的信号，放大信号是由晶体管110在放大或衰减信号之后所输出的信号。更为较佳的是，相位调整电路701的阻抗选择，使得在泄漏信号和放大信号之间的相位差异处于π，其中，泄漏信号是通过由寄生电容器123、固有电容器111和相位调整电路701组成电路所泄漏的信号，放大信号是由晶体管110在放大或衰减信号之后所输出的信号。
图6A和6B是说明相位关系的示意图，其关系是指在通过由一个寄生电容器123、一个固有电容器111和一个相位调整电路701组成电路所泄漏的泄漏信号，和由晶体管110在放大或衰减信号之后所输出的放大信号之间的关系。在图6A和6B中，放大信号的矢量可标记为矢量A，而泄漏信号的矢量可标记为矢量B；以及泄漏信号和放大信号的合成信号的矢量可标记为合成矢量C。图6A显示了在泄漏信号和放大信号之间的相位差异处于-2/3π到2/3π的范围内(即，矢量B相对于矢量A的角度处于-2/3π到2/3π的范围内)的情况。图6B显示了在泄漏信号和放大信号之间的相位差异不处于-2/3π到2/3π的范围内(即，矢量B相对于矢量A的角度不处于从-2/3π到2/3π的范围内)的情况。
首先，讨论具有相对高的输出情况，即，在矢量A具有相对大的幅值的情况。在这种情况下，正如图6A和6B所示，矢量B的幅值对合成矢量C的幅值没有产生任何有意义的影响。
接着，讨论具有相对低的输出情况，即，在矢量A具有相对小的幅值的情况。可以看到，图6A所示情况的合成矢量C的幅值明显地较小，其中，图6A所示的情况是在矢量A和矢量B之间的角度差值处于-2/3π到2/3π的范围内(即，在泄漏信号和放大信号之间的相位差异是处于-2/3π到2/3π的范围内)，而图6B所示的情况是矢量A和矢量B之间的角度差值不处于-2/3π到2/3π的范围内(即，在泄漏信号和放大信号之间的相位差异不处于-2/3π到2/3π的范围内)。
因此，通过选择相位调整电路701的阻抗，使得在矢量A和矢量B之间的角度差值处于-2/3π到2/3π的范围内(即，在泄漏信号和放大信号之间的相位差异是处于-2/3π到2/3π的范围内)，就有可能当通过减小晶体管的源电压(集电极或漏极电压)输出一个低的功率电平时，获得进一步减小的输出功率电平。其结果是，能够使得在与矢量B有关的较低输出端上的动态范围的任何不需要减小予以最小化，从而可适用于更宽的动态范围。在相位调整电路701的阻抗选择使得在矢量A和矢量B之间的角度差值为π的情况下，可以确保合成信号始终小于放大信号，从而可适用于更宽的动态范围。
以上所讨论的相位调整电路701可以采用下列方式设计。首先，选择能够与固有电容器111形成并联谐振的电感器124，从而可以抑止通过寄生电容器123和固有电容器111所泄漏的泄漏信号。第二，检查通过寄生电容器123、固有电容器111和相位调整电路701由已经选择的电感器124所引入的所泄漏的泄漏信号的相移有多少。如果在泄漏信号和放大信号之间的相位差值是处于从-2/3π到2/3π的范围内，则可以知道相位调整电路701仅仅只是有电感器124来组成。另一方面，如果发现在泄漏信号和放大信号之间的相位差值不是处于从-2/3π到2/3π的范围内，则有一个电容器和一个电感器以串联或以并联的方式与电感器124相连接，以确保在在泄漏信号和放大信号之间的相位差值重新处于从-2/3π到2/3π的范围内。
值得注意的是，这类相位调整电路也可以采用上述第一至第四实施例中的任一实施例所介绍的相位调整电路。
当晶体管110以高的输出电平工作时会消耗大部分功率。因此，如果晶体管110是以高增益工作于饱和区域，从总体上来看，就能够获得高的功率附加效率。因此，在第一至第五实施例中的任一实施例中，较佳的是，在晶体管110工作于饱和区域的情况下，连接着晶体管110的电感器124或401的电感可加以选择使之与固有电容器111的电容Cbc产生并联谐振。
在第一至第五实施例的任一实施例中，取代双极型晶体管，可以采用诸如场效应晶体管之类的放大元件来作为晶体管110。在采用场效应晶体管作为晶体管110使用的情况下，栅极—漏极电容起到固有电容器的作用。
(第六实施例)图7是说明根据本发明第六实施例的发射器500结构的方框图，该发射器能够进行极坐标调制操作。正如图7所示，发射器500包括一个信号发生部分501，一个正交调制器502，一个滤波器503，一个驱动级放大器504，一个中间级放大器505。一个后级放大器506，一个D类放大器507以及一个滤波器508。
在图7所示的发射器500中，π/4相移的QPSK调制数字基带信号输入至由DSP和DAC所组成的信号发生部分501。信号发生部分501从数字基带信号中提取相位分量，并且输出该分量，作为相位控制信号Eph(t)。此外，信号发生部分501还从数字基带信号提取幅度分量，并且输出该分量，作为幅度调制信号Emag(t)。
相位控制信号Eph(t)输入至正交调制器502。基于相位控制信号Eph(t)，正交调制器502调制具有频率f0的载波信号，并且输出叠加相位控制信号Eph(t)的相位调制信号，使得相位控制信号Eph(t)具有一定的包络。滤波器503从相位调制信号中去除任何所不需要的信号分量。滤波器503所输出的信号输入至三级功率放大块，该块包括驱动级放大器504、中间级放大器505和后级放大器506，且三级依次串联连接。
驱动级放大器504和中间级放大器505具有一定的电压，该电压是由诸如电池之类的电源功率部分(未显示)通过电源端向其提供的。驱动级放大器504和中间级放大器505放大相位调制信号，并且将所放大的相位调制信号输入至后级放大器506。
另一方面，幅度调制信号Emag(t)可由高效D类放大器507来放大。滤波器508从D类放大器507所输出的信号中去除任何所不需要的分量，并且输出最终的信号，作为幅度调制信号Emag(t)。幅度调制信号Emag(t)输入至后级放大器506的电源部分。
后级放大器506可以是一个根据第一至第五实施例中的任一实施例的放大器。后级放大器506将中间级放大器505所输出的相位调制信号和输入至后级放大器506的电源部分的幅度调制信号Emag(t)相混合，并随后输出已经叠加在载波信号上的π/4相移的QPSK调制信号。假定π/4相移的QPSK调制信号的包络具有电压Eo(t)。
于是，就由数字基带信号产生相位调制信号和幅度调制信号，并且将已经输入至后级放大器506的电源部分的幅度调制信号与相位调制信号相混合。采用这一方式，就能够获得已经根据数字基带信号进行极坐标调制的信号作为其输出。
接着，讨论采用第一至第五实施例中的任一实施例的放大器作为后级放大器506，且能够在没有失真的条件下在宽的动态范围内幅度调制信号的理由。这里，所讨论的情况是调制信号的输出功率是功率控制在40dBm的范围内，即，从-10dBm至+30dBm的范围。
图8A是说明在源电压Vcc和输出功率Vo之间关系的图形，其关系是指在在输入和输出之间没有连接电感器的常规放大器用作为后级放大器506，且采用高的输入功率施加与此的情况。图8B是说明在源电压Vcc和输出功率Vo之间关系的图形，其关系是指在输入和输出之间没有连接连接电感器的常规放大器用作为后级放大器506，且采用低的输入功率施加与此的情况。图8C是说明在源电压Vcc和输出功率Vo之间关系的图形，其关系是指在采用第一至第五实施例中任意放大器用作为后级放大器506，其在它的输入和输出之间连接电感器的情况。值得注意的是，源电压Vcc对应于幅度调制信号Efm(t)的电压电平。
如果在后级放大器506的输入和输出之间没有连接电感器，则增益就会下降。因此，为了实现所需要的高输出电压(对应于+30dBm)或者更高的输出电压，就必须增加后级放大器506的输入功率。然而，在低输出电压的区域中，所增加的输入功率引起更大的输入功率通过在后级放大器506中的固有电容器泄漏。因此，正如图8A所示，即使如果降低源电压Vcc，也可以输出比所需低电压数值(对应于-10dBm)高的输出电压Vo。反之，通过降低输入至后级放大器506的输入功率，正如图9B所示，可以实现输出比所需低电压数值(对应于-10dBm)低的输出电压Vo，但是不能够获得所需高的输出电压(对应于+30dBm)或者更高的输出电压。于是，在后级放大器506的输入和输出之间没有连接电感器的情况下，动态范围就变得狭窄。
另一方面，连接在后级放大器506的输入和输出之间的电感器可以提高增益。因此，即使如果输入功率设置在如图8B所示的低电平，也能够获得所需高的输出电压(对应于+30dBm)或者更高的输出电压，同时也能够获得比所需低电压数值(对应于-10dBm)低的输出电压Vo。
于是，在后级放大器506的输入和输出之间所提供的电感器提供了一个宽的动态范围。
由于动态范围变宽了，幅度调制信号Emag(t)的电压电平仅仅只需要输入至后级放大器506。于是，即使使用高的调制速度，也能够保持宽的动态范围。
值得注意的是，根据第一至第五实施例中任一实施例的放大器都可以应用于除了发射器之外能够进行极坐标调制操作的任何通讯装置。也应该意识到，这类放大器也可以应用于不是通讯装置的任何其它装置。
一例应用根据本发明的放大器的通讯装置的实例是移动电话。图9是移动电话的前视图，该移动电话应用了本发明的放大器，按照本发明的放大器可以用作发射信号的放大器。例如，移动电话中可以采用图7中所示包含这样一种放大器的发射器500。其结果是，能够实现具有宽的动态范围、低的失真和高的效率的通讯装置。
根据本发明的放大器可以提供高的增益，并因此可作为通讯装置或其它等等的发射信号放大器所使用。由于可以较容易地实现具有宽的动态范围、低的失真、和高的效率的发射器，所以根据本发明的放大器可作为在无线通讯装置或其它中的发射器所使用。
在本发明详细讨论的过程中，上述讨论在所有方面是说明性的，和并非是限制性的。应该理解的是，可以在不脱离本发明的范围的条件下引伸出众多的其它改进和变型。
权利要求
1.一种适用于放大高频信号并输出所放大信号的放大器，其特征在于，它包括一个放大元件，这是一个双极型晶体管或者一个场效应晶体管；和，一个电感器，它连接在放大元件的基极和集电极之间或者栅极和漏极之间；其中，电感器的电感可选择在预定的频率范围内，能够与放大元件的寄生电容器以及与放大元件的固有电容器产生并联谐振，固有电容器是指基极-集电极电容或者栅极-漏极电容。
2.如权利要求1所述放大器，其特征在于，还包括一个与电感器串联连接的电阻器。
3.如权利要求1所述放大器，其特征在于，还包括一个与电感器并联连接的电容器。
4.如权利要求3所述放大器，其特征在于，所述电容器的电容可选择在预定的频率范围内，能够与寄生电容器、固有电容器以及电感器产生并联谐振。
5.如权利要求3所述放大器，其特征在于，所述固有电容器的电容随着施加在放大元件基极的偏置的时间而变化的；和，所述电容器的电容也是变化的，使之在预定频率范围内，能够与寄生电容器、固有电容器以及电感器产生并联谐振。
6.如权利要求4所述放大器，其特征在于，所述固有电容器的电容随着施加在放大元件基极的偏置的时间而变化的；和，所述电感器的电感也是变化的，使之在预定频率范围内，能够与寄生电容器、固有电容器以及电容器产生并联谐振。
7.如权利要求1所述放大器，其特征在于，还包括一个相位调整电路，它包括电感器，其中，相位调整电路的阻抗可选择在使得相位差异在从-2/3π到2/3π的范围内，存在于通过寄生电容器、固有电容器和相位调整电路泄漏的泄漏信号；和由放大元件在放大和衰减之后输出的放大信号之间。
8.如权利要求1所述放大器，其特征在于，所述放大元件是在饱和区域内工作；和，所述电感器的电感可选择使之能够与寄生电容器和固有电容器在饱和区域内产生并联谐振。
9.如权利要求1所述放大器，其特征在于，所述放大元件通过将输入至基极或栅极的相位调制信号和输入至集电极或漏极的幅度调制信号的混合输出调制信号。
10.一种通讯装置，该通讯装置包括一个用于放大高频信号的放大器，其特征在于，该放大器包括一个放大元件，这是一个双极型晶体管或者一个场效应晶体管；和，一个电感器，它连接在放大元件的基极和集电极之间或者栅极和漏极之间；其中，电感器的电感可选择在预定的频率范围内，能够与放大元件的寄生电容器以及与放大元件的固有电容器产生并联谐振，固有电容器是指基极-集电极电容或者栅极-漏极电容。
11.一种用于发射高频信号的发射器，其特征在于，该发射器包括一个信号发生部分，它可用于根据基带信号的相位分量输出相位控制信号和根据基带信号的幅度分量输出幅度调制信号；一个正交调制器，它可用于根据由信号发生部分所输出的相位控制信号通过调制载波信号来输出相位调制信号；和，一个后级放大器，它可用于通过使用幅度调制信号作为偏置电压，将相位调制信号与幅度调制信号相混合，以输出发射信号；其中，后级放大器包括一个放大元件，这是一个双极型晶体管或者一个场效应晶体管；和，一个电感器，它连接在放大元件的基极和集电极之间或者栅极和漏极之间；其中，电感器的电感可选择在预定的频率范围内，能够与放大元件的寄生电容器以及与放大元件的固有电容器产生并联谐振，固有电容器是指基极-集电极电容或者栅极-漏极电容。
12.如权利要求11所述的发射器，其特征在于，还包括一个驱动级放大器，它可用于放大由正交调制器所输出的相位调制信号；和，一个中间级放大器，它可用于放大由驱动级放大器所输出的放大后的相位调制信号；其中，作为偏置电压，幅度调制信号仅仅只输入至后级放大器，和，后级放大器输出由中间级放大器所输出的相位调制信号和幅度调制信号的混合，作为发射信号。
全文摘要
本发明提供了一种放大器，它适用于放大高频信号并输出放大后的信号。该放大器包括一个放大元件，这是一个双极型晶体管或者一个场效应晶体管；和一个电感器，它连接在放大元件的基极和集电极之间或者栅极和漏极之间。电感器的电感可选择在预定的频率范围内，能够与放大元件的寄生电容器以及与放大元件的固有电容器产生并联谐振，固有电容器是指基极—集电极电容或者栅极—漏极电容。
文档编号H03F3/19GK1619949SQ200410095670
公开日2005年5月25日 申请日期2004年11月19日 优先权日2003年11月21日
发明者森本滋, 足立寿史 申请人:松下电器产业株式会社