专利名称：差分电容乘法器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电容乘法器电路，尤其涉及一种差分电容乘法器电路。
背景技术：
近些年来，随着集成电路工艺的不断提高，越来越多的系统都被集成在了芯片上。电子产品小型化和低成本步伐也越来越快。
相比其诸如MOS管和电阻等器件，片上集成的金属电容在用的芯片面积是非常大的。对于一些需要用到几百皮发大电容的电路，如果采用现有的工艺条件来实现这些大电容，电路面积开销会非常大，这使电路实现成本剧增。
针对以上的问题，已有人提出通过电容乘法器电路对小电容进行放大以提高其容值。由于乘法器电路所需的MOS管面积远小于电容面积，这种做法在提供大电容的同时又使实现该电容的面积得到大幅度下降。但是现有的电容乘法器都只能提供单端口的大电容。由于差分结构在信号处理时相对单端结构有很多优势，现在很多模拟电路和混合信号电路采用的都是差分结构。这时如果需要用到差分大电容C1，就需要在两个差分端口各接一个小电容C0及电容放大因子为K乘法器电路。这即相当于用两个KC0的大电容串联以实现大电容C1，C1＝0.5KC0。这种电容串联的方法不仅造成的等效电容的减小，并且因为两个电容乘法器和小电容都是独立的，会恶化差分电路的失调电压。
发明内容
本发明所要解决的问题在于其利用一个小电容直接产生一个等效的双端口差分大电容。
为了实现上述目的，本发明提出了一种全新的电容乘法器电路，包括电容C0，两个电流镜电路，该两个电流镜电路对称联接于电容C0两侧。
所述的电流镜电路包括至少两个MOS管，其中一个MOS管MO为自偏管，其向另一个MOS管M1提供栅极电压偏置。
所述的两个MOS管的漏极短路。
所述的两个MOS管的长度相同，宽度之比为n∶1。
所述的电容乘法器电路还包括MOS管M4、MOS管M5，所述的MOS管M4向M0提供漏极电压偏置，MOS管M5向M1提供漏极电压偏置，所述的MOS管M4、MOS管M5并联且自偏置。
所述的电容乘法器电路还包括并联连接的两个电阻，其中一个电阻一端与MO的漏极连接，另一端与电源连接，另一个电阻的一端与M1的漏极连接，另一端与电源相连接。
所述的电流镜电路由三极管构成。
本发明可以对无源电容C0进行容值放大，产生差分大电容C1。该电容乘法器可直接应用在差分结构的电路这时不再需要通过电容串联来实差分大，电容，从而使电路面积大幅度减小。此外，由于电容C0两边的电路完全对称，MOS管MO和M2的漏极短路以保证它们漏极电压的一致性，这进一步提高了两边电路的匹配性。
图1为差分电容乘法器的电路结构2为差分电容乘法器的交流信号等效简化3使用了差分电容乘法器的二阶巴特沃斯低通滤波器的电路4二阶巴特沃斯低通滤波器的频响曲线标号说明1参考电流源的示意符号，其参考电流值为I02参考电流源的示意符号，其参考电流值为(n+1)*I03差分电容乘法器的等效符号4采用差分电容乘法器的滤波器的频响曲线5采用单端电容乘法器的滤波器的频响曲线(乘法器的放大倍数和4对应的乘法器相同)6不使用电容乘法器的滤波器频响曲线具体实施方式
如附图1所示本发明的电容乘法器电路，包括电容C0，两个电流镜电路，该两个电流镜电路对称联接于电容C0两侧。所述的电流镜电路包括至少两个MOS管，其中一个MOS管MO为自偏管，其向另一个MOS管M1提供栅极电压偏置，两个MOS管的漏极短路。所述的两个MOS管的长度相同，宽度之比为n∶1。
所述的电容乘法器电路还包括MOS管M4、MOS管M5，所述的MOS管M4向MO提供漏极电压偏置，MOS管M5向M1提供漏极电压偏置，所述的MOS管M4、MOS管M5并联且自偏置。
流过MOS这MO的直流电流由电流源1提供，电流值为I0。MOS管M1和MOS管MO的直流电流之和由电流源2提供，电流源2的电流值为(n+1)I0。
如果在电容C0上的交流电流为ic，电流由节点vp流向vn，则留过MOS管M1的交流电流为ic。通过电流镜的放大作用，流过MOS管M0的交流电流即为n*ic，该电流同样是从节点vp流向vn。所以从vp到vn的交流信号有两条通路，第一条通路由MOS管M1、电容C0和MOS管M3构成，第二条通路由MOS管MO和MOS管M2构成。所以该电路可以简化成多个电阻电容的串并联(如附图2所示)。其中rM1、rM3为MOS管M1和MOS管M3的源漏电阻。由于MOS管M1和MOS管M3为自偏管，尺寸完全相同，它们的阻抗为MOS管M1跨导的倒数1/gm1。rM0、rM2为MOS管MO和M2的源漏电阻。由于MOS管MO和M2不是自偏管，它们的阻抗远大于MOS管M1和M3的阻抗。流经节点vp和vn的交流电流为(n+1)*ic。ic的大小由1/gm1和电容C0的容值决定ic=vp-vn2/gm+(1/sC0)---(1)]]>而节点vp和vn间的等效阻抗为Z1=vp-vn(n+1)·ic]]>=2(n+1)gm+1(n+1)sC0---(2)]]>公式(2)中的第二项就是该电路的等效电容C1。其电容值是无源小电容C0的n+1倍。公式(2)中的第一项为C1的串联电阻Resr。所以该等效电容的品质因素为Q=sC1/Resr]]>=gm12sC1---(3)]]>品质因素反映了该电容储存能量和损耗能量的能力之比。对于理想电容，品质因素是无穷大的。但是这一点在电容实现时是做不到的。
本发明可以对无源电容C0进行容值放大，产生差分大电容C1。该电容乘法器可直接应用在差分结构的电路，vp和vn就是大电容C1的两个端口。这时不再需要通过电容串联来实差分大电容，从而使电路面积大幅度减小。此外，由于如附图1所示的C0两边的电路完全对称，MOS管M0和M2的漏极短路以保证它们漏极电压的一致性，这进一步提高了两边电路的匹配性。并且差分电容是由一个无源电容C0容值放大而实现的。以上这些都有利于提高节点vp和vn直流电位的一致性，改善电容乘法器对差分电路失调电压的恶化。
但是，如公式(3)所示，等效电容C1的品质因素会随频率的升高而降低，该电容的应用频段是有限制的，不适用于高频电路。所以该电路特别适用于窄带低频信号处理领域。提高MOS管M1、M3的跨导可以拓宽该等效大电容的适用带宽。
本发明并不局限于上述具体实施方式
，其中MOS管M4、M5可用电阻来替代，其中一个电阻一端与M0的漏极连接，另一端与电源连接，另一个电阻的一端与M1的漏极连接，另一端与电源相连接。所述的构成电流镜电路的MOS管也可用三极管替代。
本发明特别适用于窄带低频信号处理领域。在此，通过一例在音频信号进行低通滤波的二阶巴特沃斯滤波器中的应用(见附图3)来具体介绍本发明的应用方式及其效果。附图3中的vp和vn正对应了附图1、2中vp和vn这两个节点，差分电容乘法器的等效阻抗在一定的频段可近似等于大电容C1。则该滤波器的截止角频率为ω0=1R2R3.C1.C2---(4)]]>滤波器的品质因素Q为Q=C1C2·R1.R2.R3(R1.R2+R2.R3+R1.R3)---(5)]]>由公式(4)、(5)可知，随着电容C1的升高，滤波器的截止角频率降低，品质因素提高。即滤波器的过渡带带宽变窄，带外噪声的衰减速度提高。
当滤波器的所使用的无源电容面积和容值相同时，采用差分电容乘法器、单端电容乘法器以及不使用电容乘法器时滤波器的频率响应曲线如附图4所示。由图可以看到，曲线4的下降坡度最陡，即它所对应的Q值最高。曲线5次之，曲线6的坡度最平缓，即它对应的Q值最低。由此可以推断，差分电容乘法器的等效电容最大，其电容放大效率最高。随着频率的升高，等效电容的Q值下降，曲线4~6随着曲线坡度也逐渐趋于一致。
权利要求
1.一种电容乘法器电路，包括电容C0，其特征在于，还包括两个电流镜电路，该两个电流镜电路对称联接于电容C0两侧。
2.根据权利要求1所述的电容乘法器电路，其特征在于，所述的电流镜电路包括至少两个MOS管，一个MOS管M0为自偏管，其向另一个MOS管M1提供栅极电压偏置。
3.根据权利要求2所述的电容乘法器电路，其特征在于，所述的两个MOS管的漏极短路。
4.根据权利要求3所述的电容乘法器电路，其特征在于，所述的两个MOS管的长度相同，宽度之比为n∶1。
5.根据权利要求4所述的电容乘法器电路，其特征在于，该电容乘法器电路还包括MOS管M4、MOS管M5，所述的MOS管M4向M0提供漏极电压偏置，MOS管M5向M1提供漏极电压偏置，所述的MOS管M4、MOS管M5并联且自偏置。
6.根据权利要求4所述的电容乘法器电路，其特征在于，所述的电容乘法器电路还包括并联连接的两个电阻，其中一个电阻一端与M0的漏极连接，另一端与电源连接，另一个电阻的一端与M1的漏极连接，另一端与电源相连接。
7.根据权利要求1所述的电容乘法器电路，其特征在于，所述的电流镜电路由三极管构成。
全文摘要
本发明提供一种电容乘法器电路，包括电容C
文档编号H03H11/00GK101047365SQ20061002538
公开日2007年10月3日 申请日期2006年3月31日 优先权日2006年3月31日
发明者李丹, 许刚, 夏路航 申请人:捷顶微电子(上海)有限公司