专利名称：混波器和校准方法
技术领域：
本发明是有关于直接转换接收器，尤其是有关于可提升直接转换接收器的二阶截点值(IIP2)的校准方法，尤其是一种混波器和校准方法。
背景技术：
本发明已于2005年12月12日申请美国专利案号60/749,518的优先权。
图1为一现有的二阶截点特征图。对一直接转换接收器中的降频器而言，射频输入功率和中频输出功率是一种指针。横轴代表输入功率，而纵轴代表输出功率。直接转换接收器中二阶失真的最主要来源是发生在降频的阶段，所以二阶截点值(IIP2)被视为一种效能的指针，而二阶截点的值越高越好。通常在直接转换接收器中会整合一种主动式半导体混波器，采用平衡或双平衡架构。在理想的情况下，二阶截点的值应该逼近无限。而实际上组件的失准是不可避免的，所以二阶截点的值有自然限制。一般来说，补偿组件的失准可提升二阶截点值。
图2为一现有的混波器，其中使用了由第一负载202和第二负载204组成的一组差动负载。而第一负载202和第二负载204的误差是实际上无可避免的。更确切的说，区域振荡信号VLO+和VLO-的负载周期，射频信号VRF+和VRF-的振幅，第一开关212和第二开关214的参数，以及第一负载202和第二负载204的之间电阻值皆可能发生误差。以数学式表示如下ARF+=ARF(1+ΔARF2);ARF-=ARF(1-ΔARF2)---(1)]]>其中ARF+和ARF-代表射频信号VRF+和VRF-的振幅，而ΔARF代表它们的误差。
gm+=gm(1+Δgm)2;gm-=gm(1-Δgm)2---(2)]]>
gm+和gm-代表传导单元220中组件的导电度，而Δgm表示其误差。
η+=ηnom(1+Δη2);η-=ηnom(1-Δη2);ηnom=50%---(3)]]>其中η+和η-代表区域振荡信号VLO+和VLO-的负载周期，而Δη是它们的误差。
RL+=RL(1+ΔR2);RL-=RL(1-ΔR2)---(4)]]>RL+和RL-代表第一负载202和第二负载204的电阻值，而ΔR是其间的电阻差值。
这些误差都是影响二阶截点的因素。现今已存在各种校准与补偿误差的方法。在IEEE的论文“Characterization of IIP2 and DC-Offsets in TransconductanceMixers”中提到，二阶截点可以视为负载失衡和负载周期失衡的一种相关函数，所以调整混波器中的电阻差值ΔR可以使二阶截点达到最佳化。在另一篇IEEE的论文中，Young-Jin Kim的“A GSM/EGSM/DCS/PCS Direct Conversion ReceiverWith Integrated Synthesizer”，使用可变电阻来对负载失衡进行粗调和微调。负载失衡可以8位的数字码来表示。然而负载失衡的变化量并非线性正比于数字码，所以需要代入大量的测试性数字码来找出最佳的结果。此外，可变电阻的非线性问题可能使校准的精确度不足。因此，现今的校准方法和架构是有待改良的。
发明内容
本发明提供一种混波器以及校准方法，用于一直接转换接收器，该混波器包含一对差动负载，其中一差动负载为一数字电阻，用以提供正比于一数字码的可变电阻值。该数字电阻包含一固定电阻和一可变电阻并联。该数字码每递增一格，该数字电阻的电阻值也等量递增一级。该数字电阻的电阻值递增量远低于该固定电阻的值。该数字码是由一第一数量的字节成。该可变电阻包含该第一数量的单位电阻，各对应该数字码的一位。所述的单位电阻中，对应位值为1者，被并联接通以形成该可变电阻，而对应位值为0者不接通。其中该单位电阻的值为Rn=Rt22n·D]]>其中n为位顺序，范围为0到该第一数量减1。Rn为从最小意义位(LSB)数来第n个单位电阻。Rt为该固定电阻。D为该数字电阻的电阻值递增量。该数字电阻的电阻值递增量低于该固定电阻的值的1/2m倍，m为该第一数量。
通过本发明所提供的数字电阻和校准方法，可通过一个简单的数字码很有效率的解决组件误差的问题。
图1为现有的二阶截点特征图；图2为一现有的混波器；图3a为可变电阻的实施例；图3b为本发明实施例的一数字码与可变电阻的线性关系图；图4为可变电阻Rp的实施例；图5为直接转换接收器中负载失衡和直流偏移的线性关系图；以及图6为本发明中校准方法的流程图。
附图标号202第一负载；204第二负载；212第一开关；214第二开关；220传导单元；302数字电阻。
具体实施例方式
为让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举出较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下图3a为一可变电阻的实施例。在图3a中，提出了一种改良式的数字电阻302，用来取代图2中的第一和第二负载。该数字电阻302中包含了一固定电阻Rt和一可变电阻Rp。
该固定电阻Rt和可变电阻Rp并联形成了等效的等效电阻Req。在本实施例中，等效电阻Req的值具有“数字权重”，也即其变化量正比于一数字码。该数字码具有8位，而其二进制值每递增一级，就使等效电阻Req也等量递增一级。以2位为例当数字码为0，Bit1＝0且Bit0＝0，则Req(0)＝Rt(5)当数字码为1，Bit1＝0且Bit0＝1，则Req(1)＝Rt//Rp0(6)当数字码为2，Bit1＝1且Bit0＝0，则Req(2)＝Rt//Rp1(7)当数字码为3，Bit1＝1且Bit0＝1，则Req(3)＝Rt//Rp1//Rp0(8)其中每次递增的值D都是相等的，即D＝Req(1)-Req(0)＝Req(2)-Req(1)＝Req(3)-Req(2)(9)由此可导出Rp0＝Rt2/D-Rt(10)Rp1＝Rt2/2D-Rt(11)Rp1//Rp0＝Rt2/3D-Rt(12)依此类推，最后的结论就是Ri＝Rt2/i*D-Rt(13)其中Ri代表对应第i个数字码的第i个等效可变电阻Rp，而第i个等效电阻Req可以简化为下式Req(i)＝Ri//Rt＝Rt-i*D (14)
图3b为第(14)式所表示的数字码与可变电阻的线性关系。当数字码为KA时，对应的等效电阻Req为RA。同样的，当数字码为KB时，对应的等效电阻Req为RB。其中等效电阻Req每次的递增量D都是恒定的值。
图4为可变电阻Rp的实施例，包含八组单位电阻Rp0到Rp7，各对应该数字码的一位。开关SW0到SW7随着该数字码中对应的位而开启或关闭，所以其中位为1的单位电阻并联导通以形成可变电阻Rp。为了使图3a和图3b中的等效电阻Req更接近线性的关系，递增量D的值特地安排为一相对的远小于固定电阻Rt的值D＜＜Rt/imax(15)其中imax代表数字码中最大值，例如本实施例中即为28。据此，Ri可进一步简化成一个近似的式子Ri＝Rt2/i*D-RtRt2/i*D(16)因此，可变电阻Rp0到Rp7可特地设计成Rt2/D，Rt2/2D，Rt2/4D，......，以及Rt2/128D。由于递增量D已设计成一个相对小的值，所以经过近似后，图3b所示的线性关系可以视为成立。
图5为混波器中负载失衡和直流偏移之间的关系图。图2中Vout+和Vout-造成的误差可以表示为直流偏移的函式VDC=12RLηnomgmα2′ARF2[Δη(Δgm+ΔARF)+ΔR(1+ΔgmΔARF)]---(17)]]>其中α’2代表二阶失真的系数。如果第(17)式中的参数除了电阻差值ΔR以外皆为恒定值，则第(17)式可以简化为VDC＝AΔR+B(18)其中A和B为常数，而VDC和ΔR则呈现如图5所示的线性关系。在实际上，VDC是个正比于二阶截点的值，而且是可以测量的。如果选择电阻差值ΔR使VDC归零，则产生的二阶截点值将会是最佳解。因此，搭配图3a所示的数字电阻，可提供一方便有效的二阶截点校准方法。
图6为校准方法的流程图。在步骤602中，提供如图3a所示的数字电阻，建立如图3b所示的等效电阻Req和数字码的线性关系。在步骤604中，将数字码设定为KA，找出对应的等效电阻Req值RA，并测量所产生的第一直流偏移VA。同样的，在步骤606中，将数字码设定为KB，找出对应的等效电阻Req值RB，并测量所产生的第二直流偏移VB。在步骤608中，根据图5的二维关系进行内插运算，找出对应零直流偏移的C点。在步骤610中，根据该C点的电阻差值ΔR，可推得所需要的等效电阻Req值，接着根据图3b可以找出对应到的数字码KC，而这个结果即为最佳的校准结果。
由于混波器是在工厂中大量制造，通过本发明所提供的数字电阻和校准方法，可通过一个简单的数字码很有效率的解决组件误差的问题。校准的精确度由等效电阻Req的递增量来决定，所以增加数字码的位数可以提高分辨率。线性近似关系不需要复杂的计算机运算就能很直觉的求得结果。第一负载202和第二负载204可以两者皆采用数字电阻，而该数字码也不限定于8位。
权利要求
1.一种校准方法，用于一直接转换接收器，其中该直接转换接收器包含一混波器，该混波器中具有一对差动负载；以及其中一差动负载为一数字电阻，用以提供正比于一数字码的可变电阻值；所述的校准方法包含将所述的数字码设定为一第一值，使所述的差动负载产生一第一失准值，导致所述的混波器输出一第一直流偏移；将所述的数字码设定为一第二值，使所述的差动负载产生一第二失准值，导致所述的混波器输出一第二直流偏移；从所述的第一和第二失准值和所述的第一和第二直流偏移推算出失准值和直流偏移的二维线性关系；根据该二维线性关系进行内插运算，查出对应于零直流偏移的一第三失准值；以及反查出会使所述的差动负载产生所述的第三失准值的一第三数字码，即为校准结果。
2.如权利要求1所述的校准方法，其中所述的数字电阻是由一固定电阻和一可变电阻并联而成；所述的数字码每递增一格，所述的数字电阻的电阻值也等量递增一级；以及所述的数字电阻的电阻值递增量远低于所述的固定电阻的值。
3.如权利要求2所述的校准方法，其中所述的数字码是由一第一数量的字节成；所述的可变电阻包含所述的第一数量的单位电阻，各对应所述的数字码的一位；以及所述的单位电阻中，对应位值为1者，被并联接通以形成所述的可变电阻，而对应位值为0者不接通。
4.如权利要求3所述的校准方法，其中每一单位电阻的值定义如下Rn=Rt22n·D]]>其中n为位顺序，范围为0到所述的第一数量减1；Rn为从最小意义位(LSB)数来第n个单位电阻；Rt为所述的固定电阻；以及D为所述的数字电阻的电阻值递增量。
5.如权利要求4所述的校准方法，其中所述的数字电阻的电阻值递增量低于所述的固定电阻的值的1/2m倍，m为所述的第一数量。
6.一种混波器，用于一直接转换接收器，该混波器包含一对差动负载，其中一差动负载为一数字电阻，用以提供正比于一数字码的可变电阻值；所述的数字电阻包含一固定电阻和一可变电阻并联；所述的数字码每递增一格，所述的数字电阻的电阻值也等量递增一级；以及所述的数字电阻的电阻值递增量远低于所述的固定电阻的值。
7.如权利要求6所述的混波器，其中所述的数字码是由一第一数量的字节成；所述的可变电阻包含所述的第一数量的单位电阻，各对应所述的数字码的一位；以及所述的单位电阻中，对应位值为1者，被并联接通以形成所述的可变电阻，而对应位值为0者不接通。
8.如权利要求7所述的混波器，其中所述的单位电阻的值为Rn=Rt22n·D]]>其中n为位顺序，范围为0到所述的第一数量减1；Rn为从最小意义位(LSB)数来第n个单位电阻；Rt为所述的固定电阻；以及D为所述的数字电阻的电阻值递增量。
9.如权利要求8所述的混波器，其中所述的数字电阻的电阻值递增量低于所述的固定电阻的值的1/2m倍，m为所述的第一数量。
全文摘要
本发明提供一种混波器和校准方法，用于一直接转换接收器，该混波器包含一对差动负载，其中一差动负载为一数字电阻，用以提供正比于一数字码的可变电阻值。该数字电阻包含一固定电阻和一可变电阻并联。该数字码每递增一格，该数字电阻的电阻值也等量递增一级。该数字电阻的电阻值递增量远低于该固定电阻的值。该数字码是由一第一数量的字节成。该可变电阻包含该第一数量的单位电阻，各对应该数字码的一位。所述的单位电阻中，对应位值为1者，被并联接通以形成该可变电阻，而对应位值为0者不接通。通过本发明所提供的数字电阻和校准方法，可通过一个简单的数字码很有效率的解决组件误差的问题。
文档编号H03D7/00GK1983799SQ20061016566
公开日2007年6月20日 申请日期2006年12月11日 优先权日2005年12月12日
发明者屈庆勋, 崔吉青 申请人:联发科技股份有限公司