射频合成器以及含有该合成器的发射机或接收机的制作方法

专利名称：射频合成器以及含有该合成器的发射机或接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种RF (射频)合成器以及含有该RF合成器的RF 发射机或接收机。特别地，本发明涉及一种用于生成稳定RF信号的 RF合成器，其中包括可用于无线发射机或接收机的VCO (压控振荡 器)。
背景技术：
RF通信发射机中的载波频率信号通常由频率合成器生成，其中该 频率合成器包括以锁相环(PLL)相连接的VCO。包括该VCO的锁相 环以精确定义的频率提供适当稳定的输出信号。该VCO通常采用谐振 器部分、调谐部分、以及放大器或有源部分，该谐振器部分提供了在 包括有该输出信号频率的给定频段内的振荡，该调谐部分例如采用一 个或多个压控装置(例如变容二极管)，根据输入控制电压来对输出频 率进行调谐。
RF合成器还可以用在RF接收机中，以提供精确的基准(本地振
荡器)频率信号。在许多情况下，该接收机和发射机组合在单一收发 信机单元中。
在现有技术中，基于锁相环中VCO的合成器已经采用了分频器， 用于在锁相环中提供适当的反馈。在许多情况下，这些分频器为可变 分频器，即它们将来自VCO的该反馈信号除以可变除数。这种分频器 的一个例子就是所谓的"小数-N"分频器。已知的是使用这种分频器， 特别是可变分频器，会在VCO的输出频谱中产生不期望的伪峰值。当 VCO操作频率增加时，这些伪峰值的问题会恶化。现有技术中各种的设置就是为了解决上述不期望的伪峰值问题。
例如US-A-6,642，800， US-A-6，515,525， WO-A-2004/100380以及WO曙 2002/058243中所述的例子。但是，本发明提供解决方式以及因此获得 的有益效果是现有技术中没有预见到的。

发明内容
根据本发明的第一个方面，提供了一种如所附权利要求1所定义 的RF合成器。
根据本发明的第二个方面，提供了一种如所附权利要求22所定义 的RF发射机。
根据本发明的第三个方面，提供了一种如所附权利要求23所定义 的RF发射机。
本发明的进一步的特征在所附从属权利要求中定义，并在将要描 述的本发明实施例中披露。
通过本发明，提供了一种合成器，其中以一种新的方式解决了如 早些时候所述的现有技术中出现的问题，即由于分频(特别是例如小 数-N分频器的可变分频器)而产生的不期望的伪峰值，以在锁相环中 提供反馈。提供了额外控制环路，用以测量由于该伪峰值而导致的合 成器VCO的输出信号中的相位误差，并且提供了相位旋转器，用以改 变该VCO输出信号的相位，从而对测得的相位误差进行校正(均衡)。
可以有益地以集成电路(例如半导体芯片)的形式，来提供至少 部分新合成器的VCO，其还可以包括至少部分PLL电路。这对于要在 现有技术中实现比如说小于lGHz的输出频率是行不通的，因为无法满 足在这些频率下这种形式的合成器的相位噪声性能。下面将参照附图通过举例的方式来描述本发明的实施例，其中


图1为说明根据本发明实施例的频率合成器的示意框图2示意性地说明了集成电路，其中该集成电路在集成电路区域
中包括了图2的合成器的部件；
图3说明根据本发明另一实施例的频率合成器的示意框图4示意性地说明了集成电路，其中该集成电路在集成电路区域
中包括了图3的合成器的部件；
图5为说明图l的合成器中使用部件的可替换设置的方框示意图； 图6为说明图1的合成器中使用部件的另一可替换设置的方框示
意图7为显示图5中设置的更详细部分的方框示意图；以及
图8为当含有图5和7的设置时适用在图1的合成器中的相位旋 转器的示意框图。
具体实施例方式
现在参照图1，其中图1为体现本发明的频率合成器， 一般被引作 200的示意性电路图。该频率合成器200包括基准振荡器102(例如 晶体振荡器)、控制器108，相位频率检测器IIO、电荷泵117、环路滤 波器118、 VCO120、以及反馈分频器114。该VCO 120包括如下构成 部分VCO调谐和谐振块或部分12以及VCO有源块或部分16。该基 准振荡器102与相位频率检测器110相连接。该反馈分频器114与相位 频率检测器110、控制器108以及VCO有源块116相连接。该电荷泵 117与相位频率检测器110以及环路滤波器118相连接。该环路滤波器 118与VCO调谐和谐振块112以及电荷泵117相连接。该VCO有源块 116与VCO调谐和谐振块112以及反馈分频器114相连接。包括有VC0 120、分频器114、相位频率检测器110、电荷泵117以及环路滤波器 118的环路形成了PLL (锁相环)130。该基准振荡器102将基准信号提供给相位频率检测器110。该反馈
分频器114接收具有频率F0UT的反馈信号作为从VCO有源块116的输 出。该反馈分频器114将该信号的频率除以除数M，并将具有频率 F0UT/M的得到的信号提供给相位频率检测器110。该相位频率检测器 IIO对该基准信号和它接收的反馈信号的相应相位和频率进行比较，并 生成输出控制信号作为响应。
典型地，该相位频率检测器110的操作如下。该相位频率检测器 IIO接收两个输入信号并生成两个可能(可替换)输出信号之一。该输 入信号为来自基准振荡器102的(可变)基准信号以及来自反馈分频 器114的反馈信号。这两个可能输出信号为两种类型的脉冲形式，即 第一脉冲类型和第二脉冲类型，例如已知的具有可变宽度的"Up (向 上)"和"Down (向下)"脉冲。当由于该反馈信号的频率小于基准信 号的频率而使得基准信号领先于反馈信号时，该相位频率检测器110 生成第一类型的脉冲(例如"Up"脉冲)，用以指出该基准信号领先。 相反，当由于该反馈信号的频率大于基准信号的频率而使得基准信号 滞后于反馈信号时，该相位频率检测器110生成第二类型的脉冲(例 如"Down"脉冲)，用以指出该基准信号滞后。该第一类型脉冲和第二 类型脉冲的脉冲宽度都与在该基准信号与反馈信号之间检测到的相位 差成比例，(因此，导致该相位频率检测器iio提供线性相位差响应)。 由例如相位频率检测器110来提供该相位频率检测器110的两个输入之 间的频率差以及相位差，以允许例如当该PLL 120用在无线电发射机 中时，例如通过改变上面的数M的值，对当启动PLL 130或切换该PLL 130的通道频率时出现的频率差进行校正。
该相位频率检测器110包括放大器(未示出)，其对被提供作为输 出控制信号(适宜的上述第一或第二类型的脉冲)的信号进行放大。 该相位频率检测器110将其输出控制信号提供给电荷泵17和环路滤波 器118。如果该电荷泵117从相位频率检测器110接收到了第一种脉冲， 则它驱使电流进入到环路滤波器118中。如果该电荷泵117从相位频率检测器110接收到了第二种脉冲，则它从该环路滤波器118中拉出电流。
由电荷泵117通过这种方式调整后的环路滤波器118将来自相位频率检 测器110并且包括一系列脉冲的信号转换为合成输出控制电压V0UT， 其中该得到的输出控制电压VouT可以被施加于该VCO调谐和谐振块 112作为可调整偏置电压。
该VCO调谐和谐振块112根据它接收到的输出控制电压Vout的 值，将它生成的信号的输出频率FouT调整为等于期望值。当该PLL 130 变得稳定时，该VouT的值就会与除数M的值以及由该基准振荡器102 提供的基准信号的频率相关。因此在设计该合成器200时选择这些参 数值，以给出所期望的输出频率FouT。该VCO有源块116对由该VCO 调谐和谐振块112生成的频率为FouT的信号进行放大，并将其作为频 率为具有频率F0UT的输出信号提供给输出路径150以及提供给PLL 130中的反馈分频器114。
该合成器100中的环路滤波器118还滤波掉例如由该电荷泵117 的噪声而导致的抖动，并防止电压过冲。
该合成器100中的控制器108提供对该除数M值的控制，并提供 对该VouT值的调整。在一种形式的反馈分频器114中，该分频器114 可以为可变分频器。在这种形式中，可以由控制器108根据在第一整 数N与第二整数(例如N+l)之间的预定义切换程序进行快速切换， 来改变M的值。这样做的效果就是提供了等于N与第二整数之间的值 的M的平均值。在连续整数N和N+1之间进行切换的情况下，本领域 内已知的可变反馈分频器就是"小数-N"分频器。
该控制器108实际上可以为可编程数字信号处理器。当该合成器 100用在RF收发信机中时，该控制器108可以执行该收发信机的其他 控制和信号处理功能。该合成器200包括位于PLL 120中的额外(further)控制环路230。 该额外控制环路230包括与额外环路滤波器203相连接的相位检测器 201以及与额外环路滤波器203相连接的相位旋转器205。该相位旋转 器205位于路径207中，该路径207中位于VCO 120与输出路径150 之间以及位于VCO 120与反馈分频器114之间。该相位检测器201与 反馈分频器114相连接以及与基准分频器104相连接，并且接收来自 该反馈分频器114的反馈信号以及来自该基准振荡器102的基准信号 作为输入信号。该相位检测器201检测该反馈信号与基准信号之间的 任何相位差，并相应地将该输出信号提供给环路滤波器203。该环路滤 波器203对来自相位检测器201的输出信号进行滤波和求积分，并将 控制信号提供给相位旋转器205。
包括有相位旋转器205的额外控制环路230的目的如下。当使用 锁相环230中的反馈分频器114作为可变分频器，例如早些时候所述 的小数-N分频器，在由VCO 120生成的输出信号的频谱边带中就有可 能出现伪信号，这是由于由反馈分频器114在反馈分频中施加的除数 M值的快速切换而导致的。这种来自可变反馈分频器的伪信号在本领 域内是已知的。该相位检测器201测量由VCO 120生成的输出信号中 按照这种方式产生的任何相位误差，并且由环路滤波器203将该指出 相位误差的控制信号提供给相位旋转器205。该相位旋转器205将相位 变化施加于由该VCO 120提供的输出信号。通过施加自环路滤波器203 的控制信号来自适应地确定由该相位旋转器205施加的相位变化量， 并由此对该相位变化量进行连续地调整，以适于对由该VCO 120提供 的输出信号中的检测到的相位误差进行均衡。
该相位旋转器205为已知的设备，用于使输入信号的相位旋转控 制量，其中该控制量是由施加自该额外控制环路230的输入控制信号 指定的所需量。该相位旋转器205可以为模拟或数字相位旋转器。当 该相位旋转器205为数字相位旋转器时，它可以按照与相位调制RF发 射机的调制器中使用的已知数字相位旋转器类似的方式进行操作，用于对载波信号的相位进行调制。将在后面参照图8来描述优选的特定 形式的数字相位旋转器的例子。
选择该合成器200中主要环路(即PLL130)的环路带宽，来实现 由该VCO 120生成的输出信号的最大相位噪声抑制。因此，例如对于 Fvco=10至20GHz来说，该带宽是窄的，例如2kHz至lOMHz的范围， 优选地2kHz至5MHz的范围。相反，选择辅助环路(即额外控制环路 230)的环路带宽，来实现快速度相位误差均衡和适当的系统稳定性。 因此令人满意地，该额外控制环路230的环路带宽远大于PLL 130的 带宽，例如是PLL 130带宽的至少大约两倍，特别典型地是PLL 130 带宽的至少大约十倍。例如对于Fvco二10MHz至20GHz来说，令人满 意地，该额外控制环路230的带宽至少为lOMHz，例如从lOMHz至 lOOMHz。
该合成器200的控制器108实际上可以为可编程数字信号处理器。 当该合成器200用在RF收发信机中时，该控制器108可以执行该收发 信机的其他已知的控制和信号处理功能。
可以有益地通过使用已知的制造技术而将该合成器200的VCO 120和其他部件制造为集成电路的形式，例如半导体芯片。该集成电路 可以包括该合成器200的大部分其他部件。该基准振荡器102和环路 滤波器118以及203只是正常地需要分立地提供的部件。换句话说， 可以以集成电路，例如半导体芯片的形式来一起制造由图1中所示虚 线260包围起来的所有部件。在一些情况下，该集成电路中甚至可以 包括环路滤波器118和/或环路滤波器203。
图2示意性描述了集成电路270，其中包括如图1中虚线260包围 起来的部件，其被显示为集成电路270的区域280。该集成电路270可 选地可以提供由集成电路270的另一个区域290中的部分所提供的一 个或多个其他功能。现在参照图3，图3为根据本发明进一步实施例的频率合成器(一
般被标记为300)的示意性电路图。图3中与图1的合成器200中的部 件具有相同参考数字的部件具有与这些部件相同的功能并且按照相同 的方式操作。该合成器300为合成器200的修改形式。该合成器300 中的修改为下述设置的例子，在该设置中通过对由高频VCO生成的输 出信号进行分频降低来获得所期望频率的输出信号。这种设置为本申 请人在同一天提出的共同未决UK专利申请的主题。
在图3的频率合成器300中，用VCO 320来代替图1中的VCO 120。该VCO 320具有VCO调谐和谐振块312以及VCO有源块316。 (对于给定输出频率)该VCO 320在比VCO 120更高的频率处操作。 例如，如果所期望的输出频率的范围为1 OOMHz至1 GHz ，则该VCO 320 可以以至少6GHz的频率进行振荡，并生成输出信号，该输出信号具有 至少为6GHz的频率Fvco，例如在6GHz至60GHz的范围中。与合成 器200中一样，由该VCO 320生成的输出信号被施加于反馈分频器114， 其中该反馈分频器114与相位频率检测器110、电荷泵117、环路滤波 器118、以及VCO 320 —起都位于PLL 330中。该PLL330以与PLL 130 相同的方式操作，但是使用来自VCO 320的更高频率的信号。
由该VCO 320生成的输出信号也被施加于输出路径350，该输出 路径具有两个分支351和352。该输出路径350的分支351包括输出分 频器341。该输出路径350的分支352包括输出分频器343。该输出分 频器341和343按照已知的方式操作，用于分别用固定数Nl和N2对 来自VCO 320的输出信号的频率Fvco进行分频。输出分频器341对频 率Fvco进行分频所用的数Nl不同于输出分频器343对频率Fvco进行 分频所用的数N2。数Nl和N2取决于Fvco的值以及期望输出频率的 值。例如，当Fvco为lOGHz时，Nl可以为12并且N2可以为24，它 们分别给出了分别具有10/12GHz和10/24GHz的频率，即大约833MHz 和大约416MHz的频率。将由该输出分频器341和343生成的不同频率的信号传递给在控制器347控制下操作的波段选择器345。该波段选 择器345通过以适当的方式选择来自输出分频器341或来自输出分频 器343的输出信号，来提供具有所期望频率Fcx;T的输出信号。
该控制器347实际上可以为可编程数字信号处理器。它可以与控 制器108组合在单一单元中。当该合成器300用在RF收发信机中时， 该控制器347可以执行该收发信机的其他控制和信号处理功能。
该合成器300说明了使用多个输出分频器来生成不同的输出频率。 原则上，可以使用任意数量的多个不同的输出分频器。可替换地，该 输出路径350能够与单一输出分频器相连接。
虽然上面按照由输出分频器341和343施加的单一分频来描述合 成器300，但是对于本领域内的技术人员来说很清晰的是，能够在串联 的两个或更多级中进行所需分频。例如，可以通过连续的8分频和3 分频来获得整体上的24分频。
通过将VCO 320的频率偏移为远远高于VCO 120的频率，可以进 一步制造集成电路形式的VCO 320的产品，例如通过已知的方式在半 导体芯片上制造。包含有VCO 320的集成电路还可以包括该合成器300 的大部分其他部件。该基准振荡器102和环路滤波器118以及203只 是正常地需要分立提供的部件。换句话说，可以以集成电路的形式来 一起制造由虚线360包围起来的所有部件。在一些情况下，该集成电 路甚至可以包括环路滤波器118和/或环路滤波器203。
图4示意性描述了集成电路370，其中包括如图3中虚线360指出 的部件，其被显示为集成电路370的区域380。该集成电路270可以可 选地提供由集成电路的另一个区域390中的部件提供的一个或多个其 他功能。操作在10GHz频率的PLL振荡器电路或者以集成电路形式制造的
更多电路己经在光通信行业中被广泛地使用，并且用于生产这些电路
的技术可以合适地适用于使用由集成电路370的区域380所指出的部 件来生产合成器300。
通过输出分频器341和输出分频器343对VCO输出频率Fvco进 行分频显著提高了该合成器300的相位噪声性能。特别地，与频率为 Fvco的信号相比，该输出信号的相位噪声性能在频率FouT被增强了因 子20 log1()(Nx)，其中该频率FouT的输出信号是通过使具有频率Fvco 的信号除以数Nx而生成的。例如，在大约为800MHz的输出频率，能 够得到的相位噪声性能大约为在10kHz偏移时的-120dBc、在25kHz 偏移时的-130dBc、在500Hz偏移时-150dBc、以及在2MHz偏移时的 大约-170dBc。在大约为400MHz的输出频率，能够得到的相位噪声性 能大约为在10kHz偏移时-125dBc、在25kHz偏移时的-135dBc、在 500kHz偏移时的-150dBc、以及在2MHz偏移时的大约-170dBc。
在该合成器200和300中，该基准振荡器102为所期望的低噪声 振荡器，其在至少lOOMHz (例如lOOMHz至200MHz的范围)的频率 处操作。 一种用作基准频率振荡器102的适当低噪声振荡器就是以商 标Vectron VCC1-B3B- 155M52出售的产品，其在155MHz时产生输出 基准频率信号。
图5示出了与合成器200 (或合成器300)类似的合成器中使用的 部件的可替换设置600，代替了包括相位检测器201、环路滤波器203、 相位旋转器205以及VCO 120的设置。该设置600是取代合成器200 中所使用的模拟设置的替代数字设置。该设置600包括与向上/向下 (up/down)计数器402相连接的相位频率检测器400、与该向上/向下 计数器402以及相位旋转器406相连接的数字编码器404、以及与该相 位旋转器406相连接的VCO 408。该相位频率检测器400按照与相位 频率检测器IIO (图1)类似的方式操作。该相位频率检测器400从基准振荡器102 (图1)接收基准信号"REF"，并从反馈分频器114 (图 1)接收反馈或可变信号"VAR"。如果VAR先于REF，则该相位频率 检测器400生成"向上"(Up)输出脉冲，并且如果REF先于VAR， 则生成"向下"(Down)输出脉冲。每个生成的"向上"或"向下"脉 冲都具有与信号VAR与REF之间相位差成比例的宽度。该"向上"或 "向下"脉冲被发送给向上/向下计数器402。该向上/向下计数器402 通过执行积分函数而在数字域中起到与模拟域中的低通滤波器类似的 作用。计数器402对由该相位频率检测器400生成的"向上"和"向 下"脉冲进行计数，对于"向上"脉冲，则该计数器402递增，而对 于"向下"脉冲，则该计数器402递减，其中每个递增或递减都与接 收到的脉冲宽度成比例。该计数器402的输出为数字字，例如，16比 特字，其表示通过递增或递减过程(对于给定的采样信号帧)得到的 总数。由该计数器402产生的数字字被提供给数字编码器404,该数字 编码器404将该数字字翻译为可由该相位旋转器406使用的数字控制 字，例如64比特字。该相位旋转器406通过按照如后面将参照图8详 细描述的方式，使用该数字字来操作，以改变来自VCO 408的输出信 号的相位。该VCO 408适于将在后面参照图7描述的方式的形式，用 于提供具有该相位旋转器406中采用的各种相位分量的输出信号，用 以获得由来自数字编码器404的输出数字字所指出的适当相位。
图6示出了与合成器200 (或合成器300)类似的合成器中使用的 部件的进一步可替换设置700，代替了包括相位检测器201、环路滤波 器203、相位旋转器205以及VCO 120的设置。该设置700为与数字 设置600类似的半模拟形式。该设置700包括相位频率检测器500， 其与电荷泵502相连接，而该电荷泵接下来与模拟环路滤波器504相 连接。该模拟环路滤波器504与A/D (模-数)转换器506相连接，而 该模-数转换器506接下来与数字编码器508相连接。该数字编码器508 与相位旋转器40相连接，而该相位旋转器与图5中的相位旋转器406 相同。该相位频率检测器500按照与相位频率检测器(图1 )类似的方式
操作。该电荷泵502以及模拟环路滤波器503分别按照与图1的电荷 泵117以及环路滤波器203类似的方式操作。该A/D转换器506将由 该模拟环路滤波器504生成的模拟输出信号转换为数字字，该数字字 被传递给了数字编码器。该数字编码器508将它接收到的数字字翻译 为可以由该相位旋转器406使用的数字控制字。该相位旋转器406按 照将在后面参照图8更详细描述的方式，使用该数字控制字进行操作， 用以改变由该V C O 40 8生成的输出信号的相位。
图7说明了本发明实施例中部件的设置800，其为图5的设置600 或图6的设置700部分的更详细形式。在该设置800中，相位旋转器 406接收来自如下项的组合的输入信号(i)分相器和反相器614以及
(ii) VC0 612，它们一起等同于图5和6中所示的VCO 408。该相位 旋转器406还接收来自数字编码器(例如数字编码器404 (图5)或数 字编码器508 (图6))的数字编码控制信号。该VC0 612按照与前面 所述VCO 120相同的方式生成输出信号。输出信号被分为四个分量信 号，该四个分量信号分别具有由分相器和反相器614分开的九十度相 位。振荡器例如产生该分量信号的VCO在本领域中被己知为一种具有
"四相位时钟"配置的振荡器。这四个分量信号在图7中被表示为信 号00， 090， 0180以及0270。该分相器和反相器614还生成四个额外 分量信号，它们等于四个分量信号00，辨0，々180以及0270中每一个 的反相信号。这些信号被表示为信号^0INV， (/>90INV， 018OINV以及 027OINV。这样，该分相器和反相器614总共产生八个分量信号，用于 传递给相位旋转器406，其中这八个分量信号分别为分量信号00， 090， 0180和0270，以及它们的反相信号0O療，09O^v，018O!Nv以及027Owv。
实际上，该分量信号0O可用作来自VCO 612的输出信号，并且 只需要通过单一相位改变就能够获得来自该分量信号的分量信号c/)90， 并接着使用反相过程来获得其他分量信号。分量信号^180是00的反 相信号，并且信号</)270是090的反相信号。每个分量信号00譜，090雨，018OINV以及027(^nv都是得到的分量信号</)0， 090， 0180和0270之一
的反相信号。
可以通过对于本领域内的技术人员来说已知的多种方式来实现该 VCO 612以及图7的分相器和反相器614，其采用了 "四相位时钟"加 反相器的形式。例如，该VC0 612可以被配置为正交VCO，其固有地 生成所期望的四相位分量00， 090， </)180和0270。生成这些分量的反 相分量也是公知的简单过程，并且广泛地用在电路设计中，例如通过 使用差分电路。
可替换地，在另一种已知设置中， 一般由VC0 612生成输出信号 (按照参照图1参照VCO 120所述的方式)，但是是以所期望频率的两 倍。该信号能够被传送通过分频器，其中该分频器通过使用两个触发 器的锁存器来进行分频。接着可以按照已知的方式，从在该锁存器之 间接合处的端子获得所需要的090分量信号，并且可以按照已知的方 式从输出端子获得0O分量信号。如果如现有技术中已知的那样，该锁 存器由差分电路实现，则接着也可以通过反相来获得分量0180和 0270。
可替换地，在另一种己知设置中，由该VC0 612生成的输出信号 (按照参照图l参照VCO 120所述的方式) 一般地被传送通过多相滤 波器，其中该多相滤波器生成九十度的相移，也就是说，该多相滤波 器从输入信号生成分量信号090，并接着通过反相来生成其他所需 分量0180和0270。
图8更详细地示出了相位旋转器406可以在本发明的实施例中实 现的特定形式。图8中所示相位旋转器406的电路为差分信号形式。 这是集成电路设计中最经常使用的电路形式，因为它增强了对于噪声 的抗扰性。通过使用导体对来生成所有的信号，并且所需信号的值为 导体之间的电压差。该相位旋转器406包括四级，每级都包括一对背对背的晶体管，
这样，该四级包括(0晶体管T1和T2; (ii)晶体管T3和T4; (iii) 晶体管T5和T6;以及(iv)晶体管T7和T8。每对晶体管，例如，晶 体管T1和T2形成了差分对；换句话说，施加于每个差分对的信号是 另一个的反相信号。图8中所示的晶体管Tl至T8为NMOS (负金属 氧化物半导体)形式的场效应晶体管，但是也可以为其他的已知形式， 例如双极形式，这对于本领域内的技术人员来说将是很清晰的。每个 晶体管Tl， T3， T5和T7都具有与第一导体658相连接的电极(漏极)， 并且每个晶体管T2， T4， T6和T8都具有与第二导体660相连接的电 极(漏极)。导体658通过电阻Rl与电位为Vdd的正軌迹(rail) 652 相连接，并且导体6660通过电阻R2与电位为Vdd的正軌迹652相连 接。这种设置实现了 "添加"的功能，用于添加如下面所述的相位矢
每个晶体管Tl至T8都在其栅极接收输入信号，其中该输入信号 为早些时候参照图7所述的分量信号之一。这样，晶体管T1接收信号 00,晶体管T2接收信号0OINV，晶体管T3接收信号090，晶体管T4 接收信号0卯inv，晶体管T5接收信号0180，晶体管T6接收信号 018OINV,晶体管T7接收信号0270，并且晶体管T8接收信号027O!nv。
每个晶体管Tl和T2在其源极处都与四个晶体管开关SW1、SW2、 SW3以及SW4的簇(bank)相连接(再一次显示为NMOS形式，但 是也可以由其他形式实现)。该晶体管开关SW1、 SW2、 SW3以及SW4 用作压控电流开关。每个晶体管开关SW1、 SW2、 SW3以及SW4都通 过将其栅极与数字总线650相连接来进行压控。
类似地，每个晶体管T3和T4在其源极处都与四个尾电流晶体管 开关SW5、 SW6、 SW7以及SW8的簇(bank)相连接(再一次显示为 NMOS形式，但是也可以由其他形式实现)。该晶体管开关SW5、 SW6、SW7以及SW8用作压控电流开关。每个晶体管开关SW5、 SW6、 SW7 以及SW7都通过将其栅极与数字总线650相连接来进行压控。
类似地，每个晶体管T5和T6在其源极处都与四个尾电流晶体管 开关SW9、 SWIO、 SW11以及SW12的簇相连接(再一次显示为NMOS 形式，但是也可以由其他形式实现)。该晶体管开关SW9、 SWIO、 SW11 以及SW12用作压控电流开关。每个晶体管开关SW9、 SWIO、 SW11 以及SW12都通过将其栅极与数字总线650相连接来进行压控。
类似地，每个晶体管T7和T8在其源极处都与四个尾电流晶体管 开关SW13、SW14、SW15以及SW16的簇相连接(再一次显示为NMOS 形式，但是也可以由其他形式实现)。该晶体管开关SW13、SW14、SW15 以及SW16用作压控电流开关。每个晶体管开关SW13、 SW14、 SW15 以及SW16都通过将其栅极与数字偏置总线650相连接来进行压控。
图8的相位旋转器406还包括一系列16个相同的压控电流源晶体 管T9至T24(再一次显示为NMOS形式，但是也可以由其他形式实现)。 每个晶体管开关SW1至SW16在其源极处都与压控电流源晶体管T9 至T24中对应一个晶体管的漏极相连接。每个电流源晶体管T9至T24 使其栅极与偏置电压电位VmAs的共用模拟偏置线670相连接，并且使 其源极接地。由于该晶体管T9至T24是相同的，因此它们运送相同的 电流。按照这种方式提供的每个晶体管开关及其对应电流源晶体管的 串联(例如晶体管开关SW1和电流源晶体管T9，或晶体管开关SW2 和电流源晶体管TIO)提供了可开关的电流源。通过沿着数字总线650 传送并指向特定开关的信号，来控制每个晶体管开关SW1至SW16。 这些信号是从控制环路230中的数字编码器接收的，例如图5中的数 字编码器404或图6中的数字编码器508。用于每个开关SW1至SW16 的每个这种信号都为"高"(例如5V)或"低"(例如OV)。例如，当 通过总线650指向晶体管开关SW7的信号为高时，该晶体管开关SW7 将传导电流。当通过总线650指向晶体管开关SW7的信号为低时，该晶体管开关SW7将不会传导电流。该晶体管SW1至SW16是相同的， 并且都按照类似的方式操作，即根据通过数字总线650接收到的对应 信号传导或者不传导电流。
通过根据通过数字总线650接收的信号使要导通的晶体管开关 SW1至SW16的被选组合按照需要进行切换，就可以按照需要来修改 (以差分形式)被输入给晶体管Tl至T8的相位旋转器406的四个相 位中的每一个，以生成具有所期望相位的输出。该输出作为图8中所 示导体658和660上的差分信号对，即信号0OUT和其反相信号 ,T雨。
信号00、 090、 0180和0270的相位可以被视为矢量，可根据被 选择导通的晶体管开关SW1至SW16的组合将该矢量增加到不同的量 中。例如，假设信号0OUT的期望输出相位为225度。这是通过将晶 体管开关SW9和SW10以及晶体管开关SW13和SW14切换为导通而 获得的。所有的其他晶体管开关都off (非导通)。导通的晶体管开关， 即SW9和SW10以及SW13和SW14，提供180度和270度的等"量" 相位矢量，以获得225度的所需加权平均数或矢量和。
参照图8描述的特定形式的相位旋转器406具有四个电流源，可 用于修改量化步骤中相位旋转器406的每个输入级处的相位。实际上， 可以使用多于4的数量，以获得合适的小规模量化步骤。例如，由总 共64个晶体管开关提供的每级(输入相位)16个电流源就给出了适当 的相位量化步骤。
对于本领域内的技术人员来说很清晰的是，在与图1或3中的反 馈环路230类似的反馈环路中可以使用与数字设置600 (包括向上/向 下计数器和数字编码器)或半模拟设置700 (包括模-数转换器和数字 编码器)类似的设置，以生成用于控制VCO130的数字控制信号。上述本发明各种实施例中的合成器200和300(包括所述的类似形 式)适合用在RF收发信机中，例如，提供用于传输的载波频率信号或 提供用于接收机处理的本地振荡器信号。该合成器200和300特别适 用于以高功率电平发射或接收高灵敏度电平的收发信机。高功率发射 机电平的例子就是至少10Watts (瓦特)的输出RF功率，其中该输出 RF功率是在发射机的辐射器(天线)处测量的。高灵敏度接收机的例 子就是，对于x/4差分求积相移键控(DQPSK)调制信号来说，具有 比在3。/。静态BER (比特误差率)的-118dBm更好的灵敏度。这种收发 信机适用于移动无线通信系统的基站收发信机，例如特别是用于根据 TRTRA标准使用的收发信机。
权利要求
1. 一种包括VCO(压控振荡器)的RF(射频)合成器，所述VCO(压控振荡器)在操作中用于提供具有期望频率的输出信号，锁相环包括(i)所述VCO；(ii)分频器，在操作中用于接收所述VCO的输出信号并用于提供反馈信号，其中相对于所述VCO的输出信号对所述反馈信号进行分频；以及(iii)相位频率检测器，在操作中用于接收由所述额外分频器生成的所述反馈信号，并将所述反馈信号的相位和频率与基准信号的相位和频率进行比较；以及其特征在于，(iv)位于所述锁相环内部的额外控制环路；以及(v)相位旋转器，该相位旋转器与所述VCO的输出相连接并在操作中用于均衡由所述VCO生成的输出信号的相位误差，所述额外控制环路与所述相位旋转器相连接，以提供控制信号给所述相位旋转器。
2. 根据权利要求1的RF合成器，其中所述分频器为可变分频器。
3. 根据权利要求2的RF合成器，其中所述分频器为小数-N分频器。
4. 根据前面任何一个权利要求的RF合成器，其中所述相位旋转 器为模拟或数字相位旋转器。
5. 根据权利要求4的RF合成器，包括分相器，用于从由所述 VCO生成的所述输出信号中生成四个分量信号，所述四个分量信号具 有九十度的相对相位相差，其中所述相位旋转器为数字相位旋转器并 且在操作中用于选择和偏移所述分量信号中一个或多个分量信号的相 位，并将包括任何施加的相移的选定分量信号进行组合，以生成均衡 了所述相位误差的相位。
6. 根据权利要求5的RF合成器，其中所述相位旋转器包括四个级，用于分别施加所述四个分量信号并且在操作中用于使多个电流源 与每一级相连接，其中通过来自所述额外控制环路的信号使所述多个电流源中的每一个电流源选择性地进行操作，用于将电流注入到所述 级中，从而使施加于该级的所述分量信号的相位进行偏移。
7. 根据权利要求6的RF合成器，其中每一级包括与所述多个电流源相连接的晶体管。
8. 根据权利要求6或7的RF合成器，其中的每个所述电流源包 括晶体管开关。
9. 根据权利要求8的RF合成器，其中每个所述电流源包括与电 流源晶体管串联连接的晶体管开关。
10. 根据前面任何一个权利要求的RF合成器，其中所述额外控制 环路包括相位检测器以及环路滤波器，所述相位检测器在操作中用于 接收由所述分频器生成的所述反馈信号以及将所述反馈信号的相位与 基准信号的相位进行比较，所述环路滤波器在操作中用于接收由所述 相位检测器生成的信号。
11. 根据权利要求10的RF合成器，其中所述额外控制环路包括 模-数转换器以及数字编码器，所述模-数转换器在操作中用于接收由所 述环路滤波器生成的信号，所述数字编码器在操作中用于将由所述模-数转换器生成的信号转换为数字控制信号，以施加于所述相位旋转器。
12. 根据权利要求1-9中任何一个的RF合成器，其中所述额外控制环路包括相位频率检测器、计数器、以及数字编码器，其中所述 相位频率检测器在操作中用于生成脉冲形式的输出，所述计数器在操作中用于对由所述相位频率检测器生成的脉冲进行计数并生成指出所 计数的脉冲总数的输出信号，所述数字编码器在操作中用于将由所述计数器生成的输出信号转换为数字控制信号，以施加于所述相位旋转 器。
13. 根据前面任何一个权利要求的RF合成器，其中所述额外控制环路具有大于所述锁相环带宽的带宽。
14. 根据权利要求13的RF合成器，其中所述锁相环的带宽不大 于10MHz，并且所述额外控制环路的带宽不小于10MHz。
15. 根据权利要求14的RF合成器，其中所述锁相环的带宽范围 为从2kHz至5MHz，并且所述额外控制环路的带宽范围为从10MHz 至100MHz。
16. 根据权利要求12-15中任何一个的RF合成器，包括基准振荡 器，该基准振荡器在操作中用于将具有至少100MHz频率的基准信号 传递给所述相位检测器和所述额外相位。
17. 根据前面任何一个权利要求的RF合成器，其中所述VCO在 操作中用于在至少6GHz频率处进行振荡。
18. 根据权利要求17的RF合成器，其在操作中用于生成具有大 于100MHz的一个或多个频率的输出信号。
19. 根据前面任何一个权利要求的RF合成器，包括有集成电路， 其中所述集成电路包括所述VCO的至少一部分。
20. 根据权利要求19的RF合成器，其中所述集成电路还包括锁 相环的至少一部分。
21. 根据权利要求19或20的RF合成器，其中所述集成电路包括所述额外控制环路的至少一部分。
22. —种用于无线通信的RF发射机，包括根据前面任何一个权利 要求的RF合成器。
23. —种用于无线通信的RF接收机，包括根据前面权利要求1-21 中任何一个的RF合成器。
24. 根据权利要求22的RF发射器或根据权利要求23的RF接收 机，适用于移动无线通信的基站收发信机。
25. 根据权利要求1-21中任何一个并基本上如参照附图2至9中 的任何一个或多个所述的RF合成器。
全文摘要
一种RF(射频)合成器(200)，包括VCO(压控振荡器)(120)该VCO(压控振荡器)在操作中用于提供具有期望频率的输出信号，锁相环(130)包括(i)VCO；(ii)分频器(114)，在操作中用于接收VCO的输出信号并用于提供反馈信号，其中相对于VCO的输出信号对反馈信号进行分频；以及(iii)相位频率检测器(110)，在操作中用于接收由VCO生成的反馈信号，并将反馈信号的相位和频率与基准信号的相位和频率进行比较；以及其特征在于，(iv)位于该锁相环(130)内部的额外控制环路(230)；以及(v)相位旋转器(205)，该相位旋转器与VCO的输出相连接并在操作中用于均衡由该VCO生成的输出信号的相位误差，该额外控制环路与相位旋转器相连接，以提供控制信号给该相位旋转器。该合成器可以有益地包括集成电路，该集成电路包括VCO、锁相环以及额外控制环路中的至少一部分。还描述了例如用于基站收发信机的RF发射机或接收机，其中包括该混合器。
文档编号H03L7/081GK101421927SQ200680033046
公开日2009年4月29日 申请日期2006年8月25日 优先权日2005年9月8日
发明者索伦·彼得·拉森, 雅各布·特拉内高·汉森 申请人:摩托罗拉公司