专利名称：带im2对消的下变频混频器的制作方法
带IM2对消的下变频混频器 背景
I. 领域
本公开一般涉及电子学，尤其涉及接收机中的下变频混频器。
II. 背景
在数字通信系统中，发射机处理话务数据以生成数据码片并进一步用这些 数据码片来调制本机振荡器(LO)信号以生成射频(RF)己调制信号。发射 机然后经由通信信道来传送此RF己调制信号。通信信道因噪声以及可能还有 来自其他发射机的干扰而使此RF已调制信号降级。
接收机接收所传送的RF已调制信号，将所接收到的RF信号从RF下变 频至基带，数字化此基带信号以生成采样，并数字地处理这些采样以恢复发射 机所发送的话务数据。接收机使用一个或多个下变频混频器来将接收到的RF 信号从RF下变频至基带。理想的混频器仅是将输入信号从一个频率平移到另 一频率而不使输入信号畸变。但是，实际的混频器具有会导致产生各种互调分
量的非线性特性。 一种此类互调分量是因混频器中的二阶非线性性而产生的二 阶互调(IM2)畸变。IM2畸变对于下变频混频器而言是成问题的，因为IM2 畸变的幅值可能会很大，并且IM2畸变可能会落到基带信号之上，这进而会使 接收机的性能降级。
因而本领域中需要能缓解IM2畸变的不利影响的下变频混频器。
概要
本文中描述了一种带IM2对消的下变频混频器。此下变频混频器可产生 不同(并且很大)量的IM2畸变，提供良好的噪声性能，以及达成温度补偿。
在一个实施例中，此下变频混频器包括混频器、IM2发生器、以及比例定 标单元。此混频器用LO信号将输入RF信号下变频并生成输出基带信号。此IM2发生器包括接收此输入RF信号并产生具有IM2畸变的中间信号的第一和 第二场效应晶体管(FET)。此比例定标单元比例定标该中间信号以产生经比 例定标的信号并进一步将此经比例定标的信号与上述输出基带信号组合以对 消该输出基带信号中的IM2畸变。此IM2发生器可进一步包括第一和第二放大器，其中第一放大器被耦合 在上述第一 FET的源极与栅极之间，而第二放大器被耦合在上述第二 FET的 源极与栅极之间。通过对这些放大器使用不同的增益，可在上述中间信号中产 生不同量的IM2畸变。通过对这些放大器的增益使用不同的温度系数，还可产 生具有不同温度变化模式的IM2畸变，这可由不同的电阻器组来提供。此比例 定标单元用选择成减轻输出基带信号中的IM2畸变的比例定标增益来对此中 间信号作比例定标。对于正交下变频混频器，使用一组混频器和比例定标单元来生成同相(I) 基带信号，并使用另一组混频器和比例定标单元来生成正交(Q)基带信号。 可对I和Q基带信号使用单个IM2发生器。这两个比例定标单元可独立地对消 来自这两个混频器的I和Q基带信号中的IM2畸变。本发明的各个方面和实施例在下面进一步具体说明。附图简要说明结合附图理解下面阐述的具体说明，本发明的特征和本质将变得更加显而 易见，在附图中类似的附图标记贯穿始终作相应标示。
图1示出一种直接变频接收机的框图。图2A、 2B和2C各自示出混频器输入信号、不带IM2对消的混频器输出 信号、以及带IM2对消的混频器输出信号。图3示出一种带IM2对消的下变频混频器。图4示出一种IM2发生器。图5示出该IM2发生器内的偏置电路和放大器。图6示出该偏置电路内的电阻器阵列。图7示出一种比例定标单元。图8示出一种用于针对该接收机执行IM2校准的过程。具体说明
本文中使用措词"示例性的"来表示"起到示例、实例、或例示说明的作用"。 本文中描述为"示例性"的任何实施例或设计不必要被解释为优于或胜过其他 实施例或设计。
本文中描述的带IM2对消的下变频混频器可用于直接变频接收机以及还 可能有其他类型的接收机。直接变频接收机在一级里将接收RF信号从RF直 接下变频至基带。其他类型的接收机在多级里执行下变频。不同类型的接收机 可使用不同的电路块和/或具有不同的电路要求。为清楚起见，以下针对直接变 频接收机来描述此下变频混频器。
图1示出直接变频接收机100的框图。在接收机100内，低噪声放大器 (LNA )112用固定或可变增益放大接收到的RF信号并提供经放大的RF信号。 带通滤波器114滤波此经放大的RF信号并提供输入RF信号。带通滤波器114 放行落在感兴趣的频带中的信号分量并移除带外噪声及不合需的信号分量。带 通滤波器114可用表面声波(SAW)滤波器或其他某种滤波器来实现。
下变频混频器120用来自LO发生器118的I和Q LO信号来下变频此输 入RF信号并提供I和Q基带信号。LO信号是在合需频率上的载波信号。I和 QLO信号90。异相但具有相同频率。LO信号的频率被选择成使得感兴趣的RF 信道中的信号分量被下变频至基带或近基带。低通滤波器122滤波此I和Q基 带信号以放行落在感兴趣的RF信道中的信号分量并移除噪声及可能因此下变 频过程而产生的不合需的信号分量。放大器(AMP) 124用固定或可变增益放 大来自低通滤波器122的I和Q经滤波信号。模数转换器(ADC) 126数字化 来自放大器124的I和Q模拟信号并将数字采样提供给数字信号处理器(DSP) 130。 DSP 130如系统所规定地对这些数据采样执行数字信号处理(例如，解 调、结交织、解码等)。
控制器140指导接收机100内各个处理单元的操作。存储器单元142存储 供控制器140使用的数据和程序。
图1示出接收机100的一种具体设计。 一般而言，接收机可使用可与图1 中所示的设计不同地编排的一级或多级放大器、滤波器、混频器等来执行信号 调理。此外，接收机可采用图1中未示出的其他电路块。图2A示出下变频混频器120的输入上的示例性输入RF信号。此输入RF 信号包括以频率7o为中心的合需信号分量212以及各自在频率/1和/2上的两个 不合需的信号分量214a和214b。这些不合需的信号分量也称为扰乱元 (jammers)并可对应于干扰发射机所发射的信号。扰乱元在振幅上可能会比 合需信号分量高得多并且在频率上可能会位于靠近合需信号分量之处。对于cdma2000，合需的CDMA信号具有1.23 MHz的带宽。IS-98D规定 可应用于cdma2000接收机的二频调(two-tone)测试。对于此测试，两个频 调位于离CDMA信号中心频率+900 KHz和+1700 KHz之处并且在振幅上比 CDMA信号电平高58 dB。这两个频调建模了高级移动电话业务(AMPS)系 统中近旁基站所发射的大振幅干扰信号。图2B示出在不带IM2对消的下变频混频器120的输出上的基带信号。混 频器120中的非线性性会如图2B中所示地引起包括/i -/2、力+/2、 2力和2/2 在内的各个频率上的互调分量。为简单化，诸如/i-^和/2-/0等的频率上的 其他互调分量在图2B和2C中没有示出。诸如力+/2、 2/1和2力等的较高频率 上的互调分量能被很容易地滤掉。频率/1-/2上的042畸变更成问题，因为其 在频率上很靠近合需信号分量并且难以滤除。IM2畸变扮演了会使接收机性能 降级的额外噪声的角色。图2C示出带IM2对消的基带信号。IM2畸变可被估计并从基带信号中对 消。如果IM2对消是有效的，那么基带信号本质上可以是无IM2畸变的，并 且对于接收机将可达成性能提升。可执行IM2校准以查实I和Q基带信号中IM2畸变的量并确定为了对消 每一基带信号中的IM2畸变而要为该基带信号产生的IM2畸变的量。IM2校 准可在例如包含此下变频混频器的RF集成电路(RFIC)的制造或测试期间执 行。IM2对消可在此下变频混频器的正常工作期间执行。图3示出带IM2对消的下变频混频器120的一个实施例。下变频混频器 120包括针对I基带信号的混频器310a和针对Q基带信号的混频器310b。每 一混频器310包括混频器核心320和IM2对消器350。对于图3中所示的实施例，每一混频器核心320包括耦合成吉尔伯特 (Gilbert)单元乘法器的四个N沟道FET (N-FET) 322、 324、 326和328。N-FET 322和324的漏极各自耦合到电流源332和334，并且其源极耦合在一 起并耦合到电阻器336的一端。类似地，N-FET326和328的漏极各自耦合到 电流源332和334，并且其源极耦合在一起并耦合到电阻器338的一端。N-FET 332和328的栅极耦合在一起，并且N-FET324和326的栅极耦合在一起。电 流源332和334进一步耦合到上电源电压VDD，为N-FET 322到328提供偏置 电流，并且还扮演这些N-FET的有源负载的角色。
N-FET 342的漏极耦合到电阻器336a和336b的另一端，其栅极耦合到偏 置网络344的一端，并且其源极耦合到电感器352的一端。类似地，N-FET346 的漏极耦合到电阻器338a和336b的另一端，其栅极耦合到偏置网络348的一 端，并且其源极耦合到电感器354的一端。N-FET 342和346是RF共栅极放 大器。偏置网络344和348在另一端上接收偏置电压Vbias并各自为N-FET 342 和346产生合适的栅偏压。电感器352和354的另一端耦合到下电源电压Vss， 其可以是电路接地。
对于针对I分量的混频器核心320a，差分输入RF信号被提供给N-FET 342 和346的源极。差分I LO信号被提供给N-FET 322a和324a的栅极，并且还 被提供给N-FET 328a和326a的栅极。由N-FET 322a、 324a、 326a、和328a 的漏极提供差分I基带信号。
针对Q分量的混频器核心320b以与针对I分量的混频器核心320a相似的 方式耦合。混频器核心320b内的电阻器336b和338b各自被耦合到N-FET 342 和346的漏极。差分QLO信号被提供给N-FET 322b和324b的栅极，并且还 被提供给N-FET 328b和326b的栅极。由N-FET 322b、 324b、 326b、和328b 的漏极提供差分Q基带信号。
IM2对消器350a和350b各自包括比例定标单元370a和370b，并进一步 共享IM2发生器360JM2发生器360产生包含与各自来自混频器320a和320b 的I和Q基带信号中的IM2畸变具有相同频谱的IM2畸变的中间信号。比例 定标单元370a调整来自IM2发生器360的中间信号的幅值和极性并生成在幅 值上约等于来自混频器核心320a的I基带信号中的IM2畸变但极性与之相反 的IM2畸变的第一经比例定标信号。来自比例定标单元370a的输出与来自混 频器核心320a的输出组合，并且来自比例定标单元370a的IM2畸变对消来自混频器核心320a的IM2畸变，结果得到具有低IM2畸变的I基带信号。比例定标单元370b类似地调整来自IM2发生器360的中间信号的幅值和 极性并生成在幅值上约等于来自混频器核心320b的Q基带信号中的IM2畸变 但极性与之相反的IM2畸变的第二经比例定标信号。来自比例定标单元370b 的输出与来自混频器核心320b的输出组合，并且来自比例定标单元370b的 IM2畸变对消来自混频器核心320b的IM2畸变，结果得到具有低IM2畸变的 Q基带信号。给下变频混频器120的输入RF信号可被表达为Vmjxer -mixer + V(mixer ， ^^(1)在此Vd。，是输入RF信号的直流(DC)部分，而Vc是输入RF信号的RF 部分。给每一混频器核心320的LO信号具有V,。的振幅和叫弧度/秒的频率。 每一混频器核心320的输出电流I皿^可被表达为Imixer - -^(Vdc—mixer + Vjf—jnjxer , V)。)，~ ,(V(jc miwr， Vi。) + (Vdc mixer, V!。) V- mixer + mixer, V!。) V; j^xer ， 5^(2)_ 一 - 2! - _在此/(w,v)、 和/"(",v)是变量"和v的函数，并且是由混频器核心的非线性性决定的；并且fl。、",和fl2是各自包含/("，V)、/'0,力和/"(W,V)的系数，并且是叫/的函数。输入RF信号可能如图2A中所示地包括q = 2;r. /,和％ = 2;r /2上的两个扰乱元，并可被表达为Vrfmixer = V, ■ cos(叫+《)+ V2 cosO/ +《)， 式(3)在此V,和V2是这两个扰乱元的振幅，而《和《是这两个扰乱元的任意性相位。 混频器IM2电流I^，w——即混频器输出电流的IM2分量由此可被表达为W隱r =会叾.V,. V2.cos[(q + 式(4)在此^是系数^在LO信号的一个周期上的时间平均。输入RF信号还被提供给IM2发生器360并被用来产生IM2畸变。在IM2发生器360内，输入RF信号基于Av的电压增益被放大以生成经比例定标的 RF信号，或即V一,(1-Av).Vrf—f。此经比例定标的RF信号被施加于IM2发生器360内的IM2畸变发生电路。来自IM2发生器360的输出电流I^可被 表达为
I = frfV + V)，
igen *5V ' dc—gen rf_gen /
s g(U + g'(Vdcgen) . Vrf, +击g"(U .《n ， 式(5)
"0+vvrfgen+62'v〗，，
在此l = Vd。，十V(^是至IM2畸变发生电路的输入信号；
g(z)、 g'(z)、和g"(z)是变量z的函数并且是由IM2畸变发生电路的非线
性性决定的；并且
&。、 ^和Z^各自是包含g(z)、 g'(z)和g"(z)的系数。
如果输入RF信号如式(3)中所示地包括^-2;r.yi和化-2;r.《上的两个扰
乱元，那么经比例定标的RF信号可被表达为
vrf gen = V,'儒(叫+ 6\) + V2'.cosOj + 6>2) 式(6)
在此V/和V,'是经比例定标的RF信号中的这两个扰乱元的振幅，其中有 VZ=(1-AO.y并且V^(1-AV).V2。所产生的IM2电流I^,——即来自IM2
对消器360的输出电流的IM2分量由此可被表达为
I滅，-prWcos^ 式(7)
在此&是系数62在LO信号的一个周期上的时间平均。
如在式(4)和(7)中示出的，混频器IM2电流和所产生的IM2电流具有相同 的初始相位《-《以及相同的频率^-w2。所产生的IM2电流与混频器IM2电
流之比可被表达为_:
s = ^^ = t.(1_Av)2。 式(8)
此比值S不依赖于扰乱元相位、频率、和功率(至一阶)。因此，此比值S可 通过执行IM2校正作一次确定，并在此后对所有工作状况沿用。
图4示出IM2发生器360的一个实施例。对于此实施例，IM2发生器360 包括IM2畸变发生电路410和差分信号发生器430。 IM2畸变发生电路410产 生包含IM2畸变的单端中间信号。差分信号发生器430接收此单端中间信号并 生成给比例定标单元370a和370b的两个差分中间信号。
IM2畸变发生电路410包括两个N-FET 412和414以及两个放大器422和424。 N-FET 412和414被耦合成差分对，并且其漏极被耦合在一起而其源 极接收差分输入RF信号。放大器422的输入耦合到N-FET412的源极，且其 输出耦合到N-FET412的栅极。类似地，放大器424的输入耦合到N-FET414 的源极，且其输出耦合到N-FET414的栅极。
可假定N-FET 412和414在栅-源电压Vgs与漏电流之间具有二次定律传 递函数。如果输入RF信号如式(3)中所示地包括两个扰乱元并且如果放大器422 和424不存在，那么N-FET412的漏极电流h可被表达为<formula>formula see original document page 13</formula>
式(9)
式(IO)
并且N-FET414的漏极电流12可被表达为 1 W
工2 = 5^Cox T[Vgs。 + Vl C0S(6^ +《)—V2 c。s(^V +《)]， 1 W 2
=^C。x r Vgso —gJVl cos(叫+《)+ V2 cos一 +《)]，
1 W ， + — pnCox —[V, cos(叫+《)+ V2 cosOj + 6*2)]2 ，
2 L
在此^是电子迁移率，C。x是氧化物电容率，W是N-FET的宽度，L是N-FET
的长度，而VGs。是给N-FET的DC偏置电压。
N-FET 412和414的漏极上的总电流I,可被表达为
<formula>formula see original document page 13</formula>式(ll)
<formula>formula see original document page 13</formula>
当I!被与I2相组合时，式(8)和(9)中的信号项gJV, cos(叫+《)+ V2 cos(哼+《)]对 消，DC项相加，并且平方项也相加。在式(10)中的最后一个等号的右手边， 此平方项被乘出来以得到四个分量^- 2、 ^+6;2、 2q和2^，其在图2B中示出。
式(ll)是针对无放大器422和424的情形。如果如图4中所示地连接了放大器422和424并且如果每一放大器皆具有Av的增益，并假定Vt = V2 = V， 那么来自IM2发生器360的所产生的IM2电流可被表达为
<formula>formula see original document page 14</formula>式(12)
1，电流中在^+ 2、 2",和2^上的这三个分量是在高RF频率上并且易于被
比例定标单元370a和370b滤除。
放大器422和424提供信号放大，这可在IM2畸变的产生中带来以下优
势
通过变换放大器增益Av来产生不同的并且很大量的IM2畸变。例如， 用Av = -3的增益产生的IM2畸变比用Av = 0的增益产生的IM2畸变大16倍。
减小DC电流。例如，或用(l) Av = 0和W = Wj或用(2) Av = -3禾卩W = W,/16可产生相同量的IM2畸变。与情形(l)所需的DC电流相比，情形(2)所需 的DC电流减小到1/16。
降低输出噪声。N-FET沟道热噪声与晶体管跨导成比例。由于上面的情
形(2)的跨导是情形(1)的跨导的1/16，因此对于情形(2)，输出噪声功率降低12
分贝。由此较少的噪声会被注入混频器输入中，这可提升性能。
温度补偿。在没有放大器422和424的情况下，1^,的温度变化仅取
决于迁移率变化，而其与(T/T。)-"成比例，在此T是IM2发生器360的温度， 并且To是室温即开氏298。。混频器IM2电流相对于温度的变化可能更加复杂， 因为(1)混频器核心320内不同的失配机制可能具有不同的温度变化模式，并 且(2)混频器IM2电流的总变化是所有这些不同的温度变化模式的叠加。放 大器422和424的增益Av可被设计成具有不同的温度系数，这进而为生成具 有不同温度变化模式的IM2电流留有余地。然后可为增益Av选择温度系数以 使得所产生的IM2电流的温度变化仿照混频器IM2电流的温度变化。
差分信号发生器430产生两个差分中间信号。在发生器430内，P沟道FET (P-FET)432a和432b被耦合成电流镜并且其栅极被耦合在一起并耦合到VDD。 P-FET432a的漏极和栅极耦合在一起并进一步耦合到电路410的输出。P-FET 432b的漏极耦合到N-FET 436的漏极和栅极。N-FET 442a和442b的漏极耦合 在一起并耦合到电流源440的一端。N-FET 442a的栅极耦合到N-FET 436的 栅极，并且N-FET 442b的栅极耦合到N-FET耦合到N-FET 442b的漏极。N-FET436、442a、452a和462a被耦合成一电流镜并且其栅极耦合在一起。N-FET 442b、 452b和462b被耦合成另一电流镜并且其栅极耦合在一起。N-FET 452a和452b 的漏极提供给比例定标单元370a的差分中间信号。N-FET 462a和462b的漏极 提供给比例定标单元370b的差分中间信号。
电阻器438、 444a、 444b、 454a、 454b、 464a和464b各自耦合在Vss与 N-FET 436、 442a、 442b、 452a、 452b、 462a和462b的源极之间。这些电阻器 降低输出噪声电流。
N-FET 432a对N-FET 412和414扮演有源负载的角色。通过N-FET 432a 的电流包括偏置电流Ib和所产生的IM2电流，其记为y。 N-FET 432a和432b 被耦合成电流镜，并且通过N-FET 432b的电流等于通过N-FET 432a的电流。 N-FET 436和442a也被耦合成电流镜，并且通过N-FET 442a的电流等于通过 N-FET 436的电流。经由N-FET 442b的IM2电流是关于经由N-FET 442a的IM2 电流反相的，因为经由N-FET 442a和442b两者的总电流是2Ib。 N-FET 442a、 452a和462a被耦合成一电流镜并且具有相同的漏极电流。N-FET 442b、 452b 和462b被耦合成另一电流镜并且具有相同的漏极电流。
图5示出IM2发生器360内的偏置电流510和放大器422的一个实施例。 偏置电路510产生给放大器422和424的偏置电流和偏置电压。在偏置电路510 内，P-FET 512和514被耦合成电流镜并且其栅极耦合在一起而其源极耦合到 VDD。P-FET 514的栅极也耦合到其漏极。电阻器520和N-FET 522与P-FET 512 串联耦合。N-FET 522的源极耦合到Vss，其漏极耦合到电阻器520的一端， 并且其栅极耦合到电阻器520的另一端并进一步耦合到P-FET 512的漏极。 N-FET 524与P-FET 514串联耦合。N-FET 524的源极耦合到Vss，其栅极耦合 到N-FET 522的漏极，而其漏极耦合到P-FET 514的漏极。电阻器526a和526b 的一端耦合到N-FET 522的漏极。电阻器526a的另一端提供给放大器422的 偏置电压。电阻器526b的另一端提供给放大器424的偏置电压Vg2。
在放大器422内，P-FET 532和N-FET 534被串联耦合。P-FET 532的源 极耦合到VDD，其栅极耦合到P-FET 512和514的栅极，而其漏极耦合到N-FET 534的漏极。N-FET 534的栅极耦合到电阻器526a且其源极耦合到Vss。反馈 电阻器536耦合在P-FET 532的栅极与漏极之间并使P-FET 532的漏极电压稳定。 一隔DC电容器538耦合在放大器输出Vinl与N-FET 534的栅极之间。另 一隔DC电容器542耦合在N-FET的漏极与放大器输出V。uu之间。负载电阻 器544耦合在放大器输出与Vss之间。
电阻器520决定流过P-FET 512和N-FET 522的参考电流Iref的量。此Iref 电流被镜像成通过P-FET 514和532两者，因为P-FET 512、 514和532具有 相同的VGS电压。此流过P-FET 514和N-FET 524的Iref电流可被表达为
式(13)<formula>formula see original document page 16</formula>
在此I^是电阻器520的电阻并且K是N-FET 524的宽度与N-FET 522的宽度 之比。N-FET 524的跨导gj可被表达为
gm' = ^d-D。 式(14) 、
N-FET 522提供给N-FET 524和534的偏置电压来为N-FET 524和534 维持恒定的跨导(常数gj 。 P-FET 532提供给N-FET 534的偏置电流并且还 作为N-FET 534的有源负载。给N-FET 534的偏置电流与Iref2电流成比例并且 由FET几何形态的比例决定。N-FET534的跨导&同样与N-FET524的跨导gJ
成比例。N-FET 534为放大器输出上的RF信号提供放大。由N-FET 534提供 的电压增益Av可被表达为
Avsg .RL， 式(15)
在此R^是负载电阻器544的电阻。此增益Av还受N-FET 534的输出电阻及漏 极寄生电容影响，为简单化这在式(15)中没有示出。
放大器424可用与放大器422相同的方式来实现并可由来自偏置电路510
的Vb2和Vg2信号驱动。
式(13)和(14)示出N-FET 524的理论电流及跨导。但是在现实中，沟道长 度修改和短沟道效应会将关系改变成I^ocR^2和gJocR 182。增大R^会降低
电流消耗但是也导致N-FET524的跨导gj变小，由此N-FET 534的跨导^变 小。电阻器520可用于增益控制以及DC电流减小。此外，可变换电阻器520 的温度系数以得到不同的增益温度变化。
每一混频器核心320因各种参数——像是例如N-FET 322到328的阈值电 压Vth、这些N-FET的宽度W及长度L、这些N-FET的氧化物厚度tox等的失配而产生IM2畸变。如果每一参数的失配很小，那么混频器IM2的畸变可近
似为
Iim2—腿e, s & . AV出+ & . AW + & AL + 、 . Atox +…， 式(16) 在此AV也、AW、 AL和At。x各自标示、、W、 L和t。x中失配的量。这些失配 AV^、 AW、 AL和At。x在制造之前是不知道的并且因设备而异。
IM2畸变的温度系数可被表达为-
SI—r在 +iAW + iAL + ^l.At。x十…， 式(17)
在此为简单化假定AVth、 AW、 AL和At。x是温度不相关的。可假定这些失配为 随机变量。温度系数汰,/3T、 M2/3T、汲3/31\和欲4/31也可以不同。由此，
要预测混频器IM2畸变随温度的实际变化(即便并非不可能也)将是非常困难 的。
为达成针对混频器IM2畸变的温度补偿，偏置板块510内的电阻器520 可用具有不同的可选电阻器值的电阻器阵列来实现。每一电阻器值对应于式 (14)中所示的一个不同的跨导&'并因此对应于式(15)中所示的一个不同的放
大器增益Av。选择恰当的电阻器值以使得每一混频器核心所产生的IM2畸变 可被对消。
图6示出可用作图5中的偏置电路510中的电阻器520的电阻器阵列的一 个实施例520a。电阻器阵列520a包括多个(N个)电阻器分支，在此N〉1。 这些电阻器分支可用于为放大器422和424提供高和低增益设置，提供不同增 益来为这些放大器达成不同温度系数，以及计及集成电路(IC)工艺变化。每 一电阻器分支对应于一个不同的放大器增益。
每一电阻器分支包括两个N-FET 622和626以及两个电阻器624和628。 N-FET 622的漏极耦合到第 一 公共节点，其栅极接收控制Cn ，在此 ne{l,2,...,N}，并且其源极耦合到电阻器624的一端。N-FET 626的漏极耦合
到电阻器624的另一端，其栅极接收控制Chigh，且其源极耦合到第二公共节点。 电阻器624和628与N-FET 622串联耦合，并且电阻器628与N-FET 626并联 耦合。电阻器624和628的值被选择成为该分支达成合需的放大器增益。通过 对这N个分支使用不同的电阻器值，就可达成不同的放大器增益。
对于每一电阻器分支，N-FET 622扮演一基于相关联的C。控制来断开或闭合的开关的角色。当Cn控制处于逻辑高时，N-FET622被导通，电阻器624 和628被耦合在电阻器阵列520a的输入与输出之间，并且此分支被接合。反 之，当Cn控制处在逻辑低时，N-FET622被关断，并且此分支被脱开。N-FET 626扮演了基于Chigh控制来断开或闭合的开关的角色。当Chigh控制处在逻辑高 时，N-FET626被导通，电阻器628被短接，并且达成较高的跨导gm'，因为gj
与&成反比，如式(14)中所示。当Chigh控制处在逻辑低时，N-FET626被关断， 电阻器628与电阻器624串联耦合，并且因该分组较高的电阻器值而达成较低 的跨导gj。
对于图6中所示的实施例，可使用「log2N]控制比特来选择这N个分支之 一，在此「]标示升限算子。使用一外加的控制比特来或选择高增益设置或选 择低增益设置。高增益设置可用于产生大IM2电流。低增益设置可用于在不需 要大IM2电流时达成较好的解析度以及较低的功耗。
图7示出可用作图3中的比例定标单元370a和370b中的每一个的比例定 标单元的一个实施例370。对于此实施例，比例定标单元370被实现为M比特 吉尔伯特(Gilbert)数模转换器(DAC)，在此M〉1并且由合需的比例定标 解析度决定。此吉尔伯特DAC在其反相和非反相输入上接收来自IM2发生器 360的中间信号的差分电流(Iip和IJ ，将输入电流导引至其反相和非反相输 出，并提供差分电流(Isp和Im)作为来自此比例定标单元的经比例定标信号。
此吉尔伯特DAC包括两个工段710a和710b。每一工段710包括直接耦 合板块720和交叉耦合板块730。对于工段710a，直接耦合板块720a包括M 个N-FET 722a到722m，其源极耦合到非反相输入Iip且其漏极耦合到非反相
输出Isp。 N-FET 722a到722m各自具有W、 2W.......、和2"-'.W的宽度，并
且各自接收属于M比特控制的B,、 B2、......和Bm控制比特，在此B,是最低
有效控制比特，而BM是最高有效控制比特。交叉耦合板块730a包括M个N-FET 732a到732m，其源极耦合到非反相输入Iip且其漏极耦合到反相输出Isn。N-FET 732a到732m各自具有W、 2W.......、和2^、W的宽度，并且接收属该M比
特控制的g、g.......和i^控制比特，在此^:是Bm的倒相版本，其中111 =
1,…,M。
对于工段710b，直接耦合板块720b包括M个N-FET 724a到724m，其(1)各自与N-FET 722a到722m具有相同尺寸，(2)其源极耦合到反相输入Iin， (3)
其栅极各自接收B,、 B2.......和Bm控制比特，且(4)其漏极耦合到反相输出
Isn。交叉耦合板块730b包括M个N-FET 734a到734m，其(1)各自与N隱FET 724a到724m具有相同尺寸，(2)其源极耦合到反相输入Iin， (3)其栅极各自 接收5、 g.......和5控制比特，且(4)其漏极耦合到非反相输出Isp。
来自比例定标单元370的差分输出电流可被表达为
Ispwl,p + (1-"丄，以及 式(IS)
在此;c是由这M个控制比特决定的经归一化的控制值并且落在0与1之间的 范围里，或即0^xSl。这B比特的控制值可记为Z并且范围从0到2M-1。此 经归一化的控制值由此给定为x = "(2M-1)。由比例定标单元370提供的比例
定标增益可给定为G = (I—Xraid)/Xmid，在此Xmid是半量程控制值，WXmid =
(2M_l)/2。
每一控制比特Bm将Iip电流的一部分或即2"1-'.I,p/(2M-l)在该比特被置为
逻辑高的情况下导引至Isp输出而在该比特被置为逻辑低的情况下导引至Isn输 出。同一控制比特Bm还将Iin电流的一部分或即2"1-、^/(2M-l)在该比特被置
为逻辑高的情况下导引至^输出而在该比特被置为逻辑低的情况下导引至Isp 输出。^输出上的电流等于所有被导引至此输出的电流之和。类似地，Im输出 上的电流等于所有被导引至此输出的电流之和。由于Iip电流关于Iin电流180° 异相，因此将Iip电流导引至Isp输出导致I;p输出上的电流关于Iip电流减小或反 相。这对于L输出同样成立。
如果这M比特全部被置为逻辑高，那么乂=1， Isp = Iip， Isn = Iin，并且比 例定标单元370提供0 = +1的比例定标增益。反之，如果这M比特全部被置 为逻辑低，那么x-0， Isp = Iin， Isn = Iip，并且比例定标单元370提供0 = -1的 比例定标增益。如果这M比特被置为使得;c二0.5，那么Isp二0.5Iip + 0.5Iin二0， Isn = 0.5Iip + 0.5Iin = 0，并且比例定标单元370提供G二0的比例定标增益。比 例定标单元370由此可调节来自IM2发生器360的IM2电流的幅值和极性。
比例定标单元370a和370b各自可如图7中所示地来实现。可对比例定标 单元370a和370b使用分别的M比特控制以允许独立对消各自来自混频器核心320a和320b的I和Q基带信号中的IM2畸变。
为清楚起见，上面以图3到7来描述各种电路的具体实施例。这些电路也 可用其他设计来实现，并且这是落在本发明范围之内的。例如，IM2发生器360 和比例定标单元370a和370b可用对电压而不是电流起效的电路来实现。
图8示出针对接收机100执行IM2校准的过程800。过程800可在制造、 测试、或现场操作期间执行。过程800还可对I和Q基带信号中的每一个独立 地执行。为简单化，以下说明是针对一个基带信号，其或可以是I或可以是Q 基带信号。
起初，在室温下在无IM2对消的情况下测量基带信号中的IM2畸变(框 812)。然后作出此IM2畸变是否超过预先确定的IM2阈值的确定(框814)。 如果回答为'是'，那么通过将Chigh控制置为逻辑高来为IM2发生器360中的放 大器选择高增益设置(框816)。否则，通过将Chigh控制置为逻辑低来选择低 增益设置(框81S)。
选择尚未被评价的电阻器分支(即，放大器增益)(框820)。图6中的 电阻器阵列520a中的这N个电阻器分支可按顺序被选择，例如，从具有最高 电阻器值的分支到具有最低电阻器值的分支。这N个分组也可按往复方式被选 择，例如从中间电阻器值开始然后在更高与更低电阻器值之间交替。在任何情 形中，所选定的分支通过将针对该分支的Cn控制比特置为逻辑高并将所有其 他Cn控制比特置为逻辑低来被启用。
然后在室温下在有IM2对消的情况下并针对比例定标单元370中的不同 比例定标增益来测量基带信号中的IM2畸变(框822)。具有最低IM2畸变的 比例定标增益被选择(框824)。然后在高温及低温下在有IM2对消的情况下 并使用所选定的比例定标增益来测量基带信号中的IM2畸变(框826)。然后 作出IM2测量是否遵照规范的确定(框82S)。如果回答为'是'，那么将为放 大器选定的增益设置和电阻器分支以及为比例定标单元选定的比例定标增益 用于IM2对消(框830)。否则，如果对框828的回答为'否'，那么作出是否 己评价了所有电阻器分支(即，所有放大器增益)的确定(框832)。如果回 答为'否'，那么此过程返回到框820以选择并评价另一电阻器分支。如果所有 电阻器分支都已被评价了并且IM2测量仍然不遵照规范，那么声明IM2失效(框834)并且此过程终止。
在上面的说明中，由图8中的校准过程选择了一个放大器增益设置、 一个
放大器增益(或即电阻器分支)、以及一个比例定标增益，并将其用于所有温
度下的IM2对消。也可针对不同的工作状况确定不同的放大器增益设置、放大 器增益、和/或比例定标增益并将其存储在查找表中。此后对检测到的工作状况 使用合适的放大器增益设置、放大器增益、以及比例定标增益。放大器增益设 置、放大器增益、以及比例定标因子也可在正常工作期间基于一个或多个参 数——像是例如检测出的温度、在基带信号中测量出的IM2畸变、接收机性能 等来选择。
本文中描述的带IM2对消的下变频混频器可用于各种通信系统。例如， 此下变频混频器可用于码分多址(CDMA)系统、时分多址(TDMA)系统、 频分多址(FDMA)系统、正交频分多址(OFDMA)系统、多输入多输出(MIMO) 系统、无线局域网(LAN)等。CDMA网络可实现诸如宽带-CDMA(W-CDMA)、 cdma2000等的无线电接入技术(RAT) 。 RAT是指用于作为空中通信的技术。 TDMA系统可实现诸如全球移动通信系统(GSM)等的RAT。全球移动电信 系统(UMTS)是使用W-CDMA和GSM作为RAT的系统。此下变频混频器 还可用于各种频带，像是例如从824到894 MHz的蜂窝频带、从1850到1990 MHz的个人通信系统(PCS)频带、从1710到1880 MHz的数字蜂窝系统(DCS) 频带、从1920到2170 MHz的国际移动电信-2000 (IMT-2000)频带等。
本文中描述的下变频混频器可在集成电路(IC) 、 RF集成电路(RFIC)、 专用集成电路(ASIC)、印刷电路板(PCB)、电子器件等内实现。此下变频 混频器还可用各种IC工艺技术一一诸如互补金属氧化物半导体(CMOS) 、 N 沟道MOS (N-MOS) 、 P沟道MOS (P-MOS)、双极结型晶体管(BJT)、 双极CMOS (BiCMOS)、硅锗(SiGe)、砷化镓(GaAs)等来制作。
针对IM2发生器和比例定标单元的控制功能可在硬件、软件、或其组合 中实现。例如，此控制功能可由图1中的控制器140或其他某个单元来实现。 此控制功能还可用执行本文中描述的功能的软件模块(例如，过程、函数等等) 来实现。这些软件代码可被存储在存储器(例如，图1中的存储器单元142) 中，并由处理器(例如，控制器140)执行。该存储器单元可被实现在处理器内，或可外置于处理器。
提供前面对所公开的实施例的说明是为了使本领域任何技术人员皆能制 作或使用本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见 的，并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实施例而不会脱离本发明的精 神或范围。由此，本发明并非旨在被限定于本文中示出的实施例，而是应被授 予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。
权利要求
1.一种集成电路，包括混频器，用于以本机振荡器(LO)信号将输入射频(RF)信号下变频并生成输出基带信号；以及IM2发生器，包含用于接收所述输入RF信号并生成具有二阶互调(IM2)畸变的中间信号的第一和第二场效应晶体管(FET)，其中所述中间信号是用来对消所述输出基带信号中的IM2畸变的。
2. 如权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述第一和第二 FET的 漏极耦合在一起并且源极接收所述输入RF信号。
3. 如权利要求2所述的集成电路，其特征在于，所述IM2发生器进一步 包括耦合到所述第一和第二FET并用于生成差分中间信号的差分信号发生器。
4. 如权利要求2所述的集成电路，其特征在于，所述IM2发生器进一步 包括第一和第二放大器，所述第一放大器耦合在所述第一FET的源极与栅极之 间，并且所述第二放大器耦合在所述第二 FET的源极与栅极之间。
5. 如权利要求4所述的集成电路，其特征在于，所述第一和第二放大器 用于为所述输入RF信号提供可变增益。
6. 如权利要求4所述的集成电路，其特征在于，所述第一和第二放大器 具有用于在所述中间信号中产生不同量的IM2畸变的至少两种增益设置。
7. 如权利要求4所述的集成电路，其特征在于，所述第一和第二放大器 具有用于生成有至少两种不同的温度变化模式的IM2畸变的至少两种可选增—、
8. 如权利要求4所述的集成电路，其特征在于，所述IM2发生器进一步 包括用于提供给所述第一和第二放大器的可调偏置电流的偏置电路。
9. 如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，所述偏置电路包括可选 择以为所述第一和第二放大器提供至少两种增益设置的多个电阻器。
10. 如权利要求8所述的集成电路，其特征在于，所述偏置电路包括可选 择以为所述第一和第二放大器提供至少两种不同增益的多个电阻器。
11. 如权利要求l所述的集成电路，其特征在于，进一步包括比例定标单元，用于对所述中间信号作比例定标并生成经比例定标的信号并将所述经比 例定标的信号与所述输出基带信号组合以对消所述输出基带信号中的所述IM2 畸变。
12. 如权利要求11所述的集成电路，其特征在于，所述比例定标单元用 于变换所述中间信号的幅值和极性。
13. 如权利要求11所述的集成电路，其特征在于，所述比例定标单元用 于以选择成减少所述输出基带信号中的IM2畸变的增益来对所述中间信号作比 例定标。
14. 如权利要求11所述的集成电路，其特征在于，所述比例定标单元包 括可配置成在反相及非反相输入上接收所述中间信号的差分电流并将所述差 分电流导引至反相及非反相输出的多个晶体管。
15. 如权利要求11所述的集成电路，其特征在于，所述第一和第二 FET 是N沟道FET (N-FET)。
16. 如权利要求11所述的集成电路，其特征在于，所述混频器和所述IM2 发生器是用场效应晶体管实现的。
17. —种集成电路，包括第一混频器，用于以同相本机振荡器(L0)信号将输入射频(RF)信号下 变频并生成同相基带信号；第二混频器，用于以正交L0信号将所述输入RF信号下变频并生成正交基 带信号；IM2发生器，包含用于接收所述输入RF信号并生成具有二阶互调(IM2) 畸变的中间信号的第一和第二场效应晶体管(FET);第一比例定标单元，用于对所述中间信号作比例定标以生成第一经比例定 标信号并将所述第一经比例定标信号与所述同相基带信号组合以对消所述同 相基带信号中的IM2畸变；以及第二比例定标单元，用于对所述中间信号作比例定标以生成第二经比例定 标信号并将所述第二经比例定标信号与所述正交基带信号组合以对消所述正 交基带信号中的IM2畸变。
18. 如权利要求17所述的集成电路，其特征在于，所述IM2发生器进一步包括第一和第二放大器，所述第一放大器耦合在所述第一 FET的源极与栅极之间，并且所述第二放大器耦合在所述第二 FET的源极与栅极之间。
19. 如权利要求18所述的集成电路，其特征在于，所述第一和第二放大 器具有用于在所述中间信号中产生不同量的IM2畸变的至少两种增益设置。
20. 如权利要求18所述的集成电路，其特征在于，所述第一和第二放大 器具有用于生成有至少两种不同的温度变化模式的IM2畸变的至少两种可选增、/-
21. 如权利要求17所述的集成电路，其特征在于，所述IM2发生器进一 步包括耦合到所述第一和第二FET并用于生成各自给所述第一和第二比例定标 单元的差分第一和第二中间信号的差分信号发生器。
22. 如权利要求17所述的集成电路，其特征在于，所述第一比例定标单 元用于以选择成减小所述同相基带信号中的IM2畸变的第一增益来对所述中间 信号作比例定标，并且所述第二比例定标单元用于以选择成减小所述正交基带 信号中的IM2畸变的第二增益来对所述中间信号作比例定标。
23. —种装置，包括用于以本机振荡器(L0)信号将输入射频(RF)信号下变频并生成输出基 带信号的装置；用于基于所述输入RF信号并使用场效应晶体管(FET)来生成具有二阶互 调(IM2)畸变的中间信号的装置；以及用于基于所述中间信号对消所述输出基带信号中的IM2畸变的装置。
24. 如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述用于对消输出基带信 号中的IM2畸变的装置包括用于对所述中间信号作比例定标以生成经比例定标的信号的装置，以及 用于将所述经比例定标的信号与所述输出基带信号相组合的装置。
25. —种针对接收机中的二阶互调(IM2)畸变执行校准的方法，包括 基于放大器增益生成具有IM2畸变的中间信号；用比例定标增益对所述中间信号作比例定标以生成经比例定标的信号； 将所述经比例定标的信号与来自下变频混频器的输出基带信号相组合； 测量所述输出基带信号中的IM2畸变；以及对至少两种比例定标增益中的每一种以及对至少两种放大器增益中的每 一种执行所述生成中间信号、对中间信号作比例定标、将经比例定标的信号与 输出基带信号相组合、以及测量IM2畸变。
26. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，进一步包括 选择在所述输出基带信号中导致最低IM2畸变的放大器增益和比例定标增益用于IM2对消。
27. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述测量输出基带信号中 的IM2畸变包括在多个温度下测量所述输出基带信号中的所述IM2畸变。
28. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，所述测量输出基带信号中 的IM2畸变包括在单一温度下对所述至少两个比例定标增益中的每一个测量所述输出基 带信号中的所述IM2畸变，以及在多个温度下对所述至少两个放大器增益中的每一个测量所述输出基带 信号中的所述IM2畸变。
29. 如权利要求25所述的方法，其特征在于，进一步包括确定在无IM2对消的情况下所述输出基带信号中的IM2畸变的振幅；以及 基于所述IM2畸变的振幅选择多种增益设置之一。
30. 如权利要求29所述的方法，其特征在于，所述选择多种增益设置之 一包括如果所述頂2畸变的振幅超过预先确定的阈值则选择高增益设置，并且 如果所述IM2畸变的振幅未超过预先确定的阈值则选择低增益设置。
全文摘要
一种带IM2对消的下变频混频器，包括混频器、IM2发生器、和比例定标单元。此混频器用LO信号将输入RF信号下变频并产生输出基带信号。此IM2发生器包括接收此输入RF信号并产生具有IM2畸变的中间信号的第一和第二场效应晶体管(FET)。此比例定标单元比例定标该中间信号以产生经比例定标的信号并进一步将此经比例定标的信号与上述输出基带信号组合以对消该输出基带信号中的IM2畸变。此IM2发生器可进一步包括分别耦合在上述第一和第二FET的源极与栅极之间的第一和第二放大器。通过对这些放大器使用不同的增益，可在上述中间信号中产生不同量的IM2畸变和不同的温度变化模式。
文档编号H03D7/14GK101297474SQ200680040114
公开日2008年10月29日 申请日期2006年8月30日 优先权日2005年8月30日
发明者M·陈, Y·吴 申请人:高通股份有限公司