专利名称：具有改进的组件匹配的双平衡混频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及混频器电路，且特定来说涉及具有改进的组件匹配的双平衡混频器电路。
背景技术：
在各种应用中使用混频器电路。举例来说，在射频(RF)应用中经常使用混频器电路进行升频转换或降频转换。在此情境中，升频转换为将例如差动基带信号等基带信号与由在RF范围中操作的本机振荡器电路产生的RF信号进行混频的过程。此过程产生已混频 RF信号，其中基带信息包括在由本机振荡器产生的RF信号内。降频转换为将所述基带信号与由本机振荡器产生的已混频RF信号分离的过程。当在第一降频转换中将射频(RF)频谱直接转变成基带时，接收器被称为“零差式”、“直接转换式”或“零IF式”架构。图1展示常规双平衡混频器100。双平衡混频器(DBM) 100包括两个混频器电路， 所述两个混频器电路的输出耦合到共同负载。DBM 100大体上包含两组差动晶体管对Ml/ M2 110/112和M3/M4 114/116，两组差动晶体管对中的每一者分别接收第一差动输入信号 RF_P、RF_M。两组差动晶体管对M1/M2 110/112和M3/M4 114/116接收第二差动信号L0_ P、L0_M,第二差动信号L0_P、L0_M分别驱动晶体管对M1/M3 110/114和M2/M4 112/116的栅极。此第二差动信号通常来自本机振荡器(LO)。晶体管Ml 110、M2 112、M3 114和M4 116的栅极、漏极和源极端子的偏压为此项技术中众所周知的，且将不作描述。尽管Ml 110、M2 112、M3 114和M4 116被展示为晶体管装置，但已知可替换所展示配置中的任何等效的放大或开关装置。术语无源通常用以指示混频器配置不执行放大。 术语有源通常用以指示混频器配置执行放大。互补金属氧化物(CM0Q半导体技术为常用的制造工艺技术。需要使Ml 110、M2 112、M3 114和M4 116匹配。然而，制造变化可导致电路的组件失配。此类失配可导致电路的输出包括各种不需要的频率。举例来说，差动装置Ml 110 与M2 112或M3 114与M4 116的失配可导致偶次谐波。在一些状况下，由制造变化所致的谐波杂质可能非常小且实际上可以忽略。当所述变化足够大时，谐波杂质可能会影响系统性能。举例来说，在用于直接转换接收器的DBM中，特定来说，二阶互调制(IM2)产物可使基带处的信噪比(SNR)显著降级。大的制造变化甚至可导致系统完全无法操作。因而，可能不得不舍弃由制造工艺产生的电路的一些部分，从而影响所述工艺的“良率”。随着制造进行到更小的工艺节点，控制制造工艺的变化越来越困难，因而已提出改进混频器电路的频谱纯度的方法。图2展示具有IM2产物失配校正的图1的双平衡混频器。为解决失配效应，可调整晶体管Ml 210、M2 212、M3 214和M4 216的一个或一个以上偏压电压。在图2的特定实例中，晶体管M2 212和M4 216的栅极端子分别经由电阻器& 214和礼218连接到栅极电压Vg。Vg可能无法被配置，例如受芯片上电压参考的限制时。CN 102549914 A
数/模转换器(DAC) 222分别经由电阻器队212和民216来配置晶体管M1 210和 M3 214的栅极。电阻器R1 212, R2 214、R3 216和R4 218在标称情况下具有相同值。更具体来说，当差动信号IF_P和IF_M失配时，DAC 222在两个装置M1 210和M3 214的栅极处引入适当的DC电压，以使信号IF_P和IF_M紧密匹配。电容器Cip 202,Cim 206,C2p 204禾口 C2m 208用以仅将信号L0_P和L0_M的AC分量耦合到混频器，而将本机振荡器电路的DC电压分别与装置M1 210、M2 212、M3 214和M4 216的栅极处的偏压电压隔离。电容器Cip 202、 Cim 206、C2p 204和C2m 208在标称情况下具有相同电容值。在图2中所展示的配置中，不考虑在输出处由AC耦合电容器Cip 202、Cim 206、C2p 204和C2m 208之间可能的失配所导致的频谱纯度，装置失配得以校正。当使用大电容器将本机振荡器信号耦合到混频器时，AC耦合电容器Cip 202、Cim 206、C2p 204和C2m 208之间的失配通常不是IM2产物的主要来源。然而，随着装置越来越小(尤其受对于越来越小的多模式、多协议无线电收发器架构的需求的驱使)，需要减少由并入其中的混频器消耗的裸片面积和功率。随着技术缩小，并入其中的有源装置(例如二极管和晶体管)的大小也缩小。相比较来说，无源装置(即，电阻器、电容器和电感器)未成比例地缩小。最终结果为，无源组件成为小型化和功率效率的很大阻碍。在混频器中使用的AC耦合电容器尤其如此。AC耦合电容器大小的最佳大小与混频器的所要操作频率直接相关。随着所要操作频率增大，所述值和因此AC耦合电容器值的大小也可减小。然而，由减小电容器大小的愿望所激发的本机振荡器AC耦合电容的任何减小均会造成更大失配。此失配将导致L0_P信号与11)_11信号之间的耦合信号强度差。此又可影响混频器的IM2性能，其需要校准和校正，在没有会造成额外面积、电路复杂性和功率低效的额外电路的情况下，校准和矫正可能是不可能的。在没有任何额外校准电路的情况下使此额外影响来源最小化在双平衡混频器中是有益的，在双平衡混频器中为实现IM2校准目的而分割用于相同极性的一个或一个以上本机振荡器(LO)电容器。
发明内容
图1展示双平衡混频器。图2展示具有IM2产物失配校正的图1的双平衡混频器。图3展示具有失配的LO耦合电容器的双平衡混频器。图4展示根据一示范性实施例的无源双平衡混频器。图5展示根据一替代示范性实施例的有源双平衡混频器。
具体实施例方式词语“示范性”在本文中用以表示“充当实例、例项或说明”。本文中描述为“示范性”的任何实施例未必被解释为比其它实施例优选或有利。下文中结合附图所阐述的具体实施方式
希望作为对本发明的示范性实施例的描述，且不希望表示可实践本发明的仅有实施例。在此描述全篇中使用的术语“示范性”表示 “充当实例、例项或说明”，且未必应被解释为比其它示范性实施例优选或有利。
具体实施方式
包括特定细节以便提供对本发明的示范性实施例的透彻理解。所属领域的技术人员将显而易见，可在无这些特定细节的情况下实践本发明的示范性实施例。在一些例项中，以框图形式展示众所周知的结构和装置以避免混淆本文中所呈现的示范性实施例的新颖性。所属领域的技术人员将理解，可使用各种不同技术和技艺中的任一者来表示信息和信号。举例来说，可通过电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子或其任何组合来表示可能在以上整个描述中引用的数据、指令、命令、信息、信号、位、符号和码片。本发明针对双平衡混频器，其中出于IM2校准目的而分割用于相同极性的一个或一个以上本机振荡器(LO)电容器。图3展示具有失配的LO耦合电容器302、304、306、308的无源双平衡混频器300。 如所展示，正本机振荡器信号(LOp)耦合到电容器302和306的第一端子。电容器302的第二端子耦合到晶体管310的栅极端子。晶体管310的漏极端子耦合到正基带输出端子 (BBP)。电容器306的第二端子耦合到晶体管314的栅极端子。晶体管314的漏极端子耦合到负基带输出端子(BBm)。负本机振荡器信号(LOm)耦合到电容器304和308的第一端子。电容器304的第二端子耦合到晶体管312的栅极端子。晶体管312的源极端子耦合到负基带输出端子(BBm)。 电容器308的第二端子耦合到晶体管316的栅极端子。晶体管316的源极端子耦合到正基带输出端子(BBp)。晶体管310的源极端子耦合到晶体管312的漏极端子和RF输入信号 (RFp)。晶体管314的源极端子耦合到晶体管316的漏极端子和负RF输入信号(RFm)。在晶体管310的栅极端子处呈现的信号可表示为LOp+ δ 等式 1其中δ为由于通过电容器302所致的正本机振荡器信号的振幅或相位变化。类似地，在晶体管312的栅极端子处呈现的信号可表示为LOm+ σ 等式 2其中σ为由于通过电容器304所致的负本机振荡器信号的振幅或相位变化。在晶体管314的栅极端子处呈现的信号可表示为LOp- δ 等式 3其中δ为由于通过电容器306所致的正本机振荡器信号的振幅或相位变化。在晶体管316的栅极端子处呈现的信号可表示为LOm- σ 等式 4其中σ为由于通过电容器308所致的负本机振荡器信号的振幅或相位变化。在正基带输出端子处呈现的所得信号可表示为BBp = (LOp+ δ ) RFp+ (LOm- σ ) RFm 等式 5在负基带输出端子处呈现的所得信号可表示为
BBm = (LOp- δ ) RFm+ (LOm+ σ ) RFp 等式 6根据等式5和6，跨所述基带输出端子而呈现的所得信号可表示为BBout = BBp-BBm = (LOp- δ ) RFm+ (LOm+ σ ) RFp 等式 7可看出，电容器电压失配在很大程度上造成混频器300的输出处的总基带电压电平。下文描述一种改进的无源双平衡混频器，其具有减少的电容器电压失配。无源双平衡混频器包括两组混频器电路，每一组包含开关。每一开关被单独划分成具有不等数目个指状物的第一部分和第二部分。与给定开关相关联的第一和第二 LO AC耦合电容器在一端耦合到第一 LO信号。第一和第二 LO AC耦合电容器的输出分别耦合到两个开关的第一和第二部分。在一个实施例中，分别通过n+1和n-1个指状物来界定所述不等数目个指状物。图4展示根据一示范性实施例的无源双平衡混频器400。此处，每一开关430、432、 434,436具有2N个指状物，所述2N个指状物被划分成具有不等数目个指状物(N-χ和N+x) 的两个部分，每一部分构成单独的相异晶体管。在一示范性实施例中，所述第一部分包含 N-I个指状物且所述第二部分包含N+1个指状物。正本机振荡器信号(LOp)耦合到电容器 402和406的第一端子。电容器402的第二端子耦合到晶体管410 (具有N-I个指状物) 和415(具有N+1个指状物)的栅极端子。晶体管410的漏极端子耦合到正基带输出端子 (BBp)。晶体管415的漏极端子耦合到负基带输出端子(BBm)。电容器406的第二端子耦合到晶体管414(具有N-I个指状物)和411 (具有N+1个指状物)的栅极端子。晶体管414 的漏极端子耦合到负基带输出端子(BBm)。晶体管411的漏极端子耦合到正基带输出端子 (BBp)。负本机振荡器信号(LOm)耦合到电容器404和408的第一端子。电容器404的第二端子耦合到晶体管412(具有N-I个指状物)和417(具有N+1个指状物)的栅极端子。 晶体管412的源极端子耦合到负基带输出端子(BBm)。晶体管417的源极端子耦合到正基带输出端子(BBp)。电容器408的第二端子耦合到晶体管416(具有N-I个指状物)和413(具有N+1个指状物)的栅极端子。晶体管416的源极端子耦合到正基带输出端子(BBp)。晶体管413的源极端子耦合到负基带输出端子(BBm)。晶体管410的源极端子耦合到晶体管412的漏极端子、晶体管413的漏极端子、晶体管411的源极端子和正RF输入信号(RFp)。晶体管414的源极端子耦合到晶体管416的漏极端子、晶体管417的漏极端子、晶体管415的源极端子和负RF输入信号(RFm)。为简单起见，图4中的指状物的数目可被视为正规化的(用(N-I) ΛΝ代替N-I，用 (N+1)/2N 代替 N+1)。在无源双平衡混频器400的所述配置中，在晶体管410和415的栅极端子处呈现的信号可表示为
CLOp+—等式 8
2其中δ为由于通过电容器402所致的正本机振荡器信号的振幅或相位变化。在晶体管412和417的栅极端子处呈现的信号可表示为LOm+營等式 9其中σ为由于通过电容器404所致的负本机振荡器信号的振幅或相位变化。在晶体管414和411的栅极端子处呈现的信号可表示为
CLOp -—等式 10
2
其中δ为由于通过电容器406所致的正本机振荡器信号的振幅或相位变化。在晶体管416和413的栅极端子处呈现的信号可表示为
权利要求
1.一种双平衡混频器，其包含两个开关，每一开关被划分成具有不等数目个指状物的第一部分和第二部分；以及第一和第二本机振荡器LO AC耦合电容器，其各自耦合到第一 LO信号，所述第一和第二 LO AC耦合电容器的输出分别耦合到所述两个开关的所述第一部分和第二部分。
2.根据权利要求1所述的双平衡混频器，其中具有不等数目个指状物的所述第一和第二部分分别包含n-1和n+1个指状物。
3.根据权利要求1所述的双平衡混频器，其中所述两个开关界定第一组开关，所述双平衡混频器进一步包含第二组开关，其中所述第二组开关被划分成分别具有不等数目个指状物的第一部分和第二部分。
4.根据权利要求3所述的双平衡混频器，其进一步包含第三和第四LOAC耦合电容器， 所述第三和第四LO AC耦合电容器各自耦合到第二 LO信号，所述第二 LO信号具有与所述第一 LO信号相反的极性，所述第三和第四LO AC耦合电容器的输出分别耦合到所述第二组开关的所述第一和第二部分。
5.根据权利要求4所述的双平衡混频器，其中所述第一和第二组开关呈桥接配置。
6.根据权利要求4所述的双平衡混频器，其中所述第一和第二组开关为MOS晶体管。
7.根据权利要求1所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器适于耦合到数/模转换器DAC以校准所述DBM中的IM2失配。
8.根据权利要求1所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
9.根据权利要求2所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
10.根据权利要求3所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
11.根据权利要求4所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
12.根据权利要求5所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
13.根据权利要求6所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
14.根据权利要求7所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
15.根据权利要求1所述的双平衡混频器，其中所述双平衡混频器为有源双平衡混频ο
16.一种包括双平衡混频器的无线通信装置，其包含两个开关，每一开关被划分成具有不等数目个指状物的第一部分和第二部分；以及第一和第二 LO AC耦合电容器，其各自耦合到第一 LO信号，所述第一和第二 LO AC耦合电容器的输出分别耦合到所述两个开关的所述第一和第二部分。
17.根据权利要求16所述的无线通信装置，其中具有不等数目个指状物的所述第一和第二部分分别包含n-1和n+1个指状物。
18.根据权利要求16所述的无线通信装置，其中所述两个开关界定第一组开关，所述双平衡混频器进一步包含第二组开关，其中所述第二组开关被划分成分别具有不等数目个指状物的第一部分和第二部分。
19.根据权利要求18所述的无线通信装置，其进一步包含第三和第四LOAC耦合电容器，所述第三和第四LO AC耦合电容器各自耦合到第二 LO信号，所述第二 LO信号具有与所述第一 LO信号相反的极性，所述第三和第四LO AC耦合电容器的输出分别耦合到所述第二组开关的所述第一和第二部分。
20.根据权利要求16所述的无线通信装置，其中所述双平衡混频器为无源双平衡混频ο
21.根据权利要求16所述的无线通信装置，其中所述双平衡混频器为有源双平衡混频ο
22.—种具有双平衡混频器的集成电路，其包含两个开关，每一开关被划分成具有不等数目个指状物的第一部分和第二部分；以及第一和第二 LO AC耦合电容器，其各自耦合到第一 LO信号，所述第一和第二 LO AC耦合电容器的输出分别耦合到所述两个开关的所述第一部分和第二部分。
23.一种包括双平衡混频器的装置，其包含多个开关，每一开关包括由平行晶体管指状物界定的若干部分，每一开关的至少第一部分中的指状物的数目与同一开关中的至少第二部分的指状物的数目为不等数目；以及多个LO AC耦合电容器，其各自在一端耦合到LO信号且在另一端耦合到所述多个开关中的每一者的对应部分以减少LO电容失配。
全文摘要
本发明描述一种改进型有源或无源双平衡混频器，其具有减少的电容器电压失配。所述双平衡混频器包括两组混频器电路，每一组包含开关。每一开关被单独划分成具有不等数目个指状物的第一部分和第二部分。与给定开关相关联的第一和第二LO AC耦合电容器在一端耦合到LO信号。所述第一LO AC耦合电容器的输出分别耦合到所述第一开关的所述第一部分和所述第二开关的所述第二部分，而所述第二LO AC耦合电容器的输出分别耦合到所述第一开关的所述第二部分和所述第二开关的所述第一部分。在一个实施例中，分别由n-1和n+1个指状物来界定所述不等数目个指状物。在替代实施例中，所述混频器为具有跨导放大器和如上两组混频器电路的ADB混频器。
文档编号H03D7/14GK102549914SQ201080045099
公开日2012年7月4日 申请日期2010年10月15日 优先权日2009年10月16日
发明者王承汉 申请人:高通股份有限公司