一种金属探测器用的振荡器的制造方法
一种金属探测器用的振荡器的制造方法
【专利摘要】一种金属探测器用的振荡器，该振荡器的结构包括，一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；其特征是，所述的设定电路在电压比较器的反相输入端形成基准电压uj，所述的转换电路由线圈Lq、电阻R构成在电压比较器的同相输入端形成按指数曲线变化的电感信号电压ur，使振荡器输出一方波信号uo，其频率由电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量lh的比值r/lh决定。与现有电感、电容并联谐振振荡器相比，在振荡频率、电感量、电感变化量分别相等的条件下，本振荡器频率偏移量比现有的振荡器高出一倍，具有较高的灵敏度；本振荡器的输出信号波形为方波，信号幅度稳定，抗干扰能力强。
【专利说明】一种金属探测器用的振荡器
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种振荡器，该振荡器用于金属探测装置上。
【背景技术】
[0002]在金属探测器中通常采用电感、电容并联谐振振荡器作为探测金属的传感器，所述的电感、电容并联谐振振荡器的电路类型主要有变压器反馈正弦波振荡器、电容反馈正弦波振荡器等几种，所述的电感为一线圈，当线圈靠近金属体时，线圈的电感量会发生变化,从而使谐振频率发生偏移,根据频率的变化可探测出金属体。这种振荡器的振荡频率对电感量变化的灵敏度较低，当电感量变化时产生的频率偏移量较小，同时该振荡器产生的频率信号较弱，抗干扰性能低。
【发明内容】
[0003]本发明要解决的技术问题是，提高金属探测用的振荡器的灵敏度和抗干扰性能。
[0004]本发明解决技术问题的技术方案是提供一种金属探测器用的振荡器，该振荡器的结构包括，一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；所述的比较电路由电压比较器Al、反相器构成，电压比较器的输出端与反相器的输入端连接，反相器的输出端为本振荡器的输出端；其特征是，所述的设定电路由电阻Rl、R2、RF构成，电阻Rl、R2、RF的一端与电压比较器反相输入端相连接，电阻R1、R2的另一端分别与电源Vcc、电源地连接，电阻RF的另一端与反相器的输出端连接；所述的转换电路由线圈Lq、电阻R构成，线圈Lq、电阻R的一端与电压比较器的同相输入端连接，线圈Lq的另一端与反相器的输出端连接，电阻R的另一端接电源地；所述的设定电路在电压比较器的反相输入端形成基准电压Uj，所述的转换电路在电压比较器的同相输入端形成按指数曲线变化的电感信号电压ur，当电感信号电压ur小于基准电压Uj时，反相器的输出端为高电平Vog，当电感信号电压大于基准电压时，反相器的输出端为低电平Vod,使振荡器输出一方波信号uo，方波信号的频率与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系。
[0005]与现有电感、电容并联谐振振荡器相比，在振荡频率、电感量、电感变化量分别相等的条件下，本发明振荡器频率偏移量比现有的振荡器高出一倍，具有较高的灵敏度；同时本发明振荡器的输出信号波形为方波，与正弦波信号相比信号幅度稳定，抗干扰能力强；本发明振荡器的线路结构简单，制造成本低。
【专利附图】
【附图说明】
[0006]图1为本发明第一实施例的电路原理图。
[0007]图2为本发明第二实施例的电路原理图。
[0008]图3为本发明的电路工作时的波形图。
[0009]在图3中粗实线表不本振荡器输出信号uo的波形,细实线表不电感信号电压ur的波形，虚线表示基准电压Uj的波形。
【具体实施方式】
[0010]现结合【专利附图】
【附图说明】本发明的【具体实施方式】。
[0011 ] 一种金属探测器用的振荡器包括，一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；所述的比较电路由电压比较器Al、反相器构成，电压比较器Al的输出端与反相器的输入端连接，反相器的输出端为本振荡器的输出端；其特征是，所述的设定电路由电阻R1、R2、RF构成，电阻R1、R2、RF的一端与电压比较器Al的反相输入端相连接，电阻R1、R2的另一端分别与电源Vcc、电源地连接，电阻RF的另一端与反相器的输出端连接；所述的转换电路由线圈Lq、电阻R构成，线圈Lq、电阻R的一端与电压比较器的同相输入端连接，线圈Lq的另一端与反相器的输出端连接，电阻R的另一端接电源地；所述的设定电路向电压比较器的反相输入端输入基准电压uj，所述的转换电路向电压比较器的同相输入端输入按指数曲线变化的电感信号电压ur，当电感信号电压ur小于基准电压Uj时，反相器的输出端为高电平Vog，当电感信号电压大于基准电压时，反相器的输出端为低电平Vod,使振荡器输出一方波信号uo,方波信号的频率f与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系，即:
f = kXr/lh，f为频率，k为一设定系数，与基准电压uj的高、低电平的差值大小有关。
[0012]图1所示的第一实施例中，所述的电压比较器Al为一运算放大器集成电路或电压比较器集成电路，在本实施例中，选用运算放大器集成电路，其型号为0P07，所述的反相器为一反相器集成电路A2其型号为CD4069，反相器集成电路A2的输入端与电压比较器Al的输出端连接，反相器集成电路A2的输出端为振荡器的输出端。
[0013]图2所示的第二实施例中，所述的电压比较器Al为一双电压比较器集成电路(其型号为LM339)中的第一电压比较器，电压比较器Al的输出端通过电阻R5连接到电源Vcc，所述的反相器由双电压比较器集成电路的中的第二电压比较器A3、电阻R3、R4、R6构成，第二电压比较器A3的反相输入端与第一电压比较器Al的输出端连接，电阻R3、R4的一端接第二电压比较器的同相输入端，电阻R3、R4的另一端分别接电源Vcc、电源地，第二电压比较器A3的输出端通过电阻R6连接到电源Vcc。电阻R3、R4为第二电压比较器A3的同相输入端提供一偏置电压，该偏置电压略大于反相器输出的低电平电压。在第二实施例中反相器由电压比较器构成可进一步提高振荡器的输出信号的稳定性和带负载能力。
[0014]所述的电源Vcc为输出电压+5V的稳压电源，为振荡器提供工作电源。
[0015]现参照图3的波形图说明本振荡器的工作原理:
在时间轴上的TO段:当上电瞬间，线圈中的电流不能突变为0，电阻R中无电流，电感信号电压ur为0，基准电压uj大于电感信号电压ur，反相器的输出端为高电平Vog，通过电阻RF的反馈使基准电压uj进一步抬高，基准电压uj的值为2/3 Vog，随后线圈中的电流上升，电感信号电压ur也成正比例的上升,上升规律如式I所不:ur = Vog X (I — e_t/ τ ) (I)
式I中，Vog —振荡器输出的高电平；t 一电感信号电压ur变化的时间；τ 一时间常数；T=Ih / r，Ih为线圈的电感量，r为电阻R的阻值。
[0016]在时间轴上的Tl段:当电感信号电压ur大于基准电压Uj时，反相器的输出端为低电平Vod，通过电阻RF的反馈使基准电压uj被拉低，基准电压uj的值降为1/3 Vog，随后线圈中的电流下降，电感信号电压ur也成正比例的下降，由于低电平Vod的幅值很小可视为0，因此电感信号电压ur下降规律可用式2表示:ur = 2/3 Vog X (e_t/τ ) (2)
式2中，2/3Vog为基准电压uj的高电平。
[0017]在时间轴上的T2段:当电感信号电压ur小于基准电压uj时，反相器的输出端又为高电平Vog，通过电阻RF的反馈使基准电压uj抬高，基准电压uj的值为2/3 Vog，电感信号电压ur上升，上升规律用式3表示:
ur = (Vog — l/3Vog) X (I — e_t/τ ) + l/3Vog (3)
式3中，l/3Vog为基准电压uj的低电平。
[0018]在时间轴上的T3段，波形变化情况与时间轴上的Tl段相同，在时间轴上的T4段，波形变化情况与时间轴上的T2段相同,如此类推,可知振荡器输出信号uo为一方波脉冲信号。
[0019]本振荡器的方波脉冲信号的频率f与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系，SP:
f = kXr/lh, k为一设定系数，与基准电压uj的变化差值大小有关，变化差值越大振荡频率越低；通过选择电阻R1、R2、RF的阻值可设定基准电压uj的高电平和低电平。本振荡器输出高电平Vog的幅值为4.5V，当电阻R1、R2、RF的阻值相等时，基准电压uj的高电平、低电平分别被设定为反相器输出高电平Vog的2/3和1/3，设定系数k为0.72 ;电阻R的阻值r取560 Ω，线圈Lq的电.感量Ih取15mH，本振荡器的振荡频率为27kHZ。为方便振荡器的频率的设定调整，所述的电阻RF的阻值设为可调。所述的线圈Lq用线径0.49mm漆包线绕成直径30cm的线圈，圈数150阻。
[0020]现有的金属探测装置中的振荡器为电感、电容并联谐振的LC振荡器，其振荡频率H’的表达式为:
H，= I / [2JI (lh/ X C) 1/2](4)
式4中lhl’为LC振荡器的线圈电感量，C为电容的电容量。
[0021]当LC振荡器线圈靠近金属时其电感量增加，电感增量为Alh’，这时电感量为Ih2’，Ih2’ = lhl’+Mh’，LC振荡器的振荡频率f2’为:
f2，= I / [2ji (lh2> X C) 1/2](5)
其频率偏移比为:
Af，/ f2，= (f2，一 fl，)/ f2，
=1- (1+ Δ V / Ihl，)1/2
=I — (1+ 0.5Δ V / Ihl，)
=-0.5Δ V / Ih/(6)
式6是在比值(Alh’/ Ihl ’)兰I的情况下(通常Λ lh’小于Ihl ’)得出的近似表达值，根据式6可得出现有振荡器的频率偏移量为:
Af，= - 0.5 f2，Λ V / lhl’(7)。
[0022]本发明振荡器的振荡频率fl的表达式为: fI = k r / Ihl(8)式8中，k为一设定系数与基准电压uj的变化差值大小有关，r为电阻R的阻值，Ihl为线圈Lq的电感量，设定系数k和电阻R均为常数。
[0023]当线圈Lq靠近金属时其电感量增加，电感增量为Alh,这时电感量为Ih2, Ih2 =Ihl+Λ lh，本发明振荡器的振荡频率f2的表达式为:
f2 = k r / Ih2(9)
其频率偏移量为:
Af = f2 - fl
=(k r / Ih2) - (k r / lhl)
=k r [I/ (1ω+Δ Ih ) -1/ Ihl]
=-[k r / (1ω+Δ Ih )] Δ Ih / Ihl (10)
对式10进行整理，可得:
Af = - f 2 Δ Ih / Ihl(11)。
[0024]在振荡频率(f 2、f2’)、电感量(Ihl、Ihl ’)、电感变化量(Δ lh、Δ lh’ )分别相等的条件下，将式7和式11进行对比，可知本发明振荡器的频率偏移量Af要比现有技术的振荡器频率偏移量Λ f’高出一倍。需要说明的是式7中的 系数“0.5”是在比值Λ lh’/ Ihl ’趋向于O的情况下导出的，如果比值Λ lh’/ Ihl ’增大的话，式7中的系数要小于0.5。因此本发明的振荡器与现有技术的振荡器相比具有较高的灵敏度。
[0025]本振荡器可与一频率计配套使用，由于本振荡器的输出信号为方波脉冲，因此无需对该输出信号进行放大、整形，可直接接频率计的输入端。由于本振荡器具有较高的灵敏度，其探测范围较大，当振荡器的线圈远离金属体时，频率计显示频率Π，在4平方米的范围内，当振荡器的线圈向金属体靠近时，频率计检测到的频率f2会发生渐变，可对金属体进行定位。
【权利要求】
1.一种金属探测器用的振荡器，它包括一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；所述的比较电路由电压比较器Al、反相器构成，电压比较器的输出端与反相器的输入端连接，反相器的输出端为本振荡器的输出端；其特征是，所述的设定电路由电阻R1、R2、RF构成，电阻R1、R2、RF的一端与电压比较器反相输入端相连接，电阻Rl、R2的另一端分别与电源Vcc、电源地连接，电阻RF的另一端与反相器的输出端连接；所述的转换电路由线圈U、电阻R构成，线圈Lq、电阻R的一端与电压比较器的同相输入端连接，线圈Lq的另一端与反相器的输出端连接，电阻R的另一端接电源地；所述的设定电路向电压比较器的反相输入端输入基准电压uj，所述的转换电路向电压比较器的同相输入端输入按指数曲线变化的电感信号电压ur，当电感信号电压ur小于基准电压Uj时，反相器的输出端为高电平Vog，当电感信号电压大于基准电压时，反相器的输出端为低电平Vod,使振荡器输出一方波信号uo,方波信号的频率与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系。
2.根据权利要求1所述的金属探测器用的振荡器，其特征是，所述的电压比较器Al为一运算放大器集成电路，所述的反相器为一反相器集成电路A2，反相器集成电路A2的输入端与电压比较器Al的输出端连接，反相器集成电路A2的输出端为振荡器的输出端。
3.根据权利要求1所述的金属探测器用的振荡器，其特征是，所述的电压比较器Al为一双电压比较器集成电路中的第一电压比较器，电压比较器Al的输出端通过电阻R5连接到电源Vcc，所述的反相器由双电压比较器集成电路的中的第二电压比较器A3、电阻R3、R4、R6构成，第二电压比较器A3的反相输入端与电压比较器Al的输出端连接，电阻R3、R4的一端接第二电压比较器A3的同相输入端，电阻R3、R4的另一端分别接电源Vcc、电源地，第二电压比较器A3的输出端通过电阻R6连接到电源Vcc。
【文档编号】H03B5/20GK103427764SQ201310381504
【公开日】2013年12月4日 申请日期:2013年8月29日 优先权日:2013年8月29日
【发明者】高玉琴 申请人:高玉琴
【专利摘要】一种金属探测器用的振荡器，该振荡器的结构包括，一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；其特征是，所述的设定电路在电压比较器的反相输入端形成基准电压uj，所述的转换电路由线圈Lq、电阻R构成在电压比较器的同相输入端形成按指数曲线变化的电感信号电压ur，使振荡器输出一方波信号uo，其频率由电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量lh的比值r/lh决定。与现有电感、电容并联谐振振荡器相比，在振荡频率、电感量、电感变化量分别相等的条件下，本振荡器频率偏移量比现有的振荡器高出一倍，具有较高的灵敏度；本振荡器的输出信号波形为方波，信号幅度稳定，抗干扰能力强。
【专利说明】一种金属探测器用的振荡器
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种振荡器，该振荡器用于金属探测装置上。
【背景技术】
[0002]在金属探测器中通常采用电感、电容并联谐振振荡器作为探测金属的传感器，所述的电感、电容并联谐振振荡器的电路类型主要有变压器反馈正弦波振荡器、电容反馈正弦波振荡器等几种，所述的电感为一线圈，当线圈靠近金属体时，线圈的电感量会发生变化,从而使谐振频率发生偏移,根据频率的变化可探测出金属体。这种振荡器的振荡频率对电感量变化的灵敏度较低，当电感量变化时产生的频率偏移量较小，同时该振荡器产生的频率信号较弱，抗干扰性能低。
【发明内容】
[0003]本发明要解决的技术问题是，提高金属探测用的振荡器的灵敏度和抗干扰性能。
[0004]本发明解决技术问题的技术方案是提供一种金属探测器用的振荡器，该振荡器的结构包括，一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；所述的比较电路由电压比较器Al、反相器构成，电压比较器的输出端与反相器的输入端连接，反相器的输出端为本振荡器的输出端；其特征是，所述的设定电路由电阻Rl、R2、RF构成，电阻Rl、R2、RF的一端与电压比较器反相输入端相连接，电阻R1、R2的另一端分别与电源Vcc、电源地连接，电阻RF的另一端与反相器的输出端连接；所述的转换电路由线圈Lq、电阻R构成，线圈Lq、电阻R的一端与电压比较器的同相输入端连接，线圈Lq的另一端与反相器的输出端连接，电阻R的另一端接电源地；所述的设定电路在电压比较器的反相输入端形成基准电压Uj，所述的转换电路在电压比较器的同相输入端形成按指数曲线变化的电感信号电压ur，当电感信号电压ur小于基准电压Uj时，反相器的输出端为高电平Vog，当电感信号电压大于基准电压时，反相器的输出端为低电平Vod,使振荡器输出一方波信号uo，方波信号的频率与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系。
[0005]与现有电感、电容并联谐振振荡器相比，在振荡频率、电感量、电感变化量分别相等的条件下，本发明振荡器频率偏移量比现有的振荡器高出一倍，具有较高的灵敏度；同时本发明振荡器的输出信号波形为方波，与正弦波信号相比信号幅度稳定，抗干扰能力强；本发明振荡器的线路结构简单，制造成本低。
【专利附图】
【附图说明】
[0006]图1为本发明第一实施例的电路原理图。
[0007]图2为本发明第二实施例的电路原理图。
[0008]图3为本发明的电路工作时的波形图。
[0009]在图3中粗实线表不本振荡器输出信号uo的波形,细实线表不电感信号电压ur的波形，虚线表示基准电压Uj的波形。
【具体实施方式】
[0010]现结合【专利附图】
【附图说明】本发明的【具体实施方式】。
[0011 ] 一种金属探测器用的振荡器包括，一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；所述的比较电路由电压比较器Al、反相器构成，电压比较器Al的输出端与反相器的输入端连接，反相器的输出端为本振荡器的输出端；其特征是，所述的设定电路由电阻R1、R2、RF构成，电阻R1、R2、RF的一端与电压比较器Al的反相输入端相连接，电阻R1、R2的另一端分别与电源Vcc、电源地连接，电阻RF的另一端与反相器的输出端连接；所述的转换电路由线圈Lq、电阻R构成，线圈Lq、电阻R的一端与电压比较器的同相输入端连接，线圈Lq的另一端与反相器的输出端连接，电阻R的另一端接电源地；所述的设定电路向电压比较器的反相输入端输入基准电压uj，所述的转换电路向电压比较器的同相输入端输入按指数曲线变化的电感信号电压ur，当电感信号电压ur小于基准电压Uj时，反相器的输出端为高电平Vog，当电感信号电压大于基准电压时，反相器的输出端为低电平Vod,使振荡器输出一方波信号uo,方波信号的频率f与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系，即:
f = kXr/lh，f为频率，k为一设定系数，与基准电压uj的高、低电平的差值大小有关。
[0012]图1所示的第一实施例中，所述的电压比较器Al为一运算放大器集成电路或电压比较器集成电路，在本实施例中，选用运算放大器集成电路，其型号为0P07，所述的反相器为一反相器集成电路A2其型号为CD4069，反相器集成电路A2的输入端与电压比较器Al的输出端连接，反相器集成电路A2的输出端为振荡器的输出端。
[0013]图2所示的第二实施例中，所述的电压比较器Al为一双电压比较器集成电路(其型号为LM339)中的第一电压比较器，电压比较器Al的输出端通过电阻R5连接到电源Vcc，所述的反相器由双电压比较器集成电路的中的第二电压比较器A3、电阻R3、R4、R6构成，第二电压比较器A3的反相输入端与第一电压比较器Al的输出端连接，电阻R3、R4的一端接第二电压比较器的同相输入端，电阻R3、R4的另一端分别接电源Vcc、电源地，第二电压比较器A3的输出端通过电阻R6连接到电源Vcc。电阻R3、R4为第二电压比较器A3的同相输入端提供一偏置电压，该偏置电压略大于反相器输出的低电平电压。在第二实施例中反相器由电压比较器构成可进一步提高振荡器的输出信号的稳定性和带负载能力。
[0014]所述的电源Vcc为输出电压+5V的稳压电源，为振荡器提供工作电源。
[0015]现参照图3的波形图说明本振荡器的工作原理:
在时间轴上的TO段:当上电瞬间，线圈中的电流不能突变为0，电阻R中无电流，电感信号电压ur为0，基准电压uj大于电感信号电压ur，反相器的输出端为高电平Vog，通过电阻RF的反馈使基准电压uj进一步抬高，基准电压uj的值为2/3 Vog，随后线圈中的电流上升，电感信号电压ur也成正比例的上升,上升规律如式I所不:ur = Vog X (I — e_t/ τ ) (I)
式I中，Vog —振荡器输出的高电平；t 一电感信号电压ur变化的时间；τ 一时间常数；T=Ih / r，Ih为线圈的电感量，r为电阻R的阻值。
[0016]在时间轴上的Tl段:当电感信号电压ur大于基准电压Uj时，反相器的输出端为低电平Vod，通过电阻RF的反馈使基准电压uj被拉低，基准电压uj的值降为1/3 Vog，随后线圈中的电流下降，电感信号电压ur也成正比例的下降，由于低电平Vod的幅值很小可视为0，因此电感信号电压ur下降规律可用式2表示:ur = 2/3 Vog X (e_t/τ ) (2)
式2中，2/3Vog为基准电压uj的高电平。
[0017]在时间轴上的T2段:当电感信号电压ur小于基准电压uj时，反相器的输出端又为高电平Vog，通过电阻RF的反馈使基准电压uj抬高，基准电压uj的值为2/3 Vog，电感信号电压ur上升，上升规律用式3表示:
ur = (Vog — l/3Vog) X (I — e_t/τ ) + l/3Vog (3)
式3中，l/3Vog为基准电压uj的低电平。
[0018]在时间轴上的T3段，波形变化情况与时间轴上的Tl段相同，在时间轴上的T4段，波形变化情况与时间轴上的T2段相同,如此类推,可知振荡器输出信号uo为一方波脉冲信号。
[0019]本振荡器的方波脉冲信号的频率f与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系，SP:
f = kXr/lh, k为一设定系数，与基准电压uj的变化差值大小有关，变化差值越大振荡频率越低；通过选择电阻R1、R2、RF的阻值可设定基准电压uj的高电平和低电平。本振荡器输出高电平Vog的幅值为4.5V，当电阻R1、R2、RF的阻值相等时，基准电压uj的高电平、低电平分别被设定为反相器输出高电平Vog的2/3和1/3，设定系数k为0.72 ;电阻R的阻值r取560 Ω，线圈Lq的电.感量Ih取15mH，本振荡器的振荡频率为27kHZ。为方便振荡器的频率的设定调整，所述的电阻RF的阻值设为可调。所述的线圈Lq用线径0.49mm漆包线绕成直径30cm的线圈，圈数150阻。
[0020]现有的金属探测装置中的振荡器为电感、电容并联谐振的LC振荡器，其振荡频率H’的表达式为:
H，= I / [2JI (lh/ X C) 1/2](4)
式4中lhl’为LC振荡器的线圈电感量，C为电容的电容量。
[0021]当LC振荡器线圈靠近金属时其电感量增加，电感增量为Alh’，这时电感量为Ih2’，Ih2’ = lhl’+Mh’，LC振荡器的振荡频率f2’为:
f2，= I / [2ji (lh2> X C) 1/2](5)
其频率偏移比为:
Af，/ f2，= (f2，一 fl，)/ f2，
=1- (1+ Δ V / Ihl，)1/2
=I — (1+ 0.5Δ V / Ihl，)
=-0.5Δ V / Ih/(6)
式6是在比值(Alh’/ Ihl ’)兰I的情况下(通常Λ lh’小于Ihl ’)得出的近似表达值，根据式6可得出现有振荡器的频率偏移量为:
Af，= - 0.5 f2，Λ V / lhl’(7)。
[0022]本发明振荡器的振荡频率fl的表达式为: fI = k r / Ihl(8)式8中，k为一设定系数与基准电压uj的变化差值大小有关，r为电阻R的阻值，Ihl为线圈Lq的电感量，设定系数k和电阻R均为常数。
[0023]当线圈Lq靠近金属时其电感量增加，电感增量为Alh,这时电感量为Ih2, Ih2 =Ihl+Λ lh，本发明振荡器的振荡频率f2的表达式为:
f2 = k r / Ih2(9)
其频率偏移量为:
Af = f2 - fl
=(k r / Ih2) - (k r / lhl)
=k r [I/ (1ω+Δ Ih ) -1/ Ihl]
=-[k r / (1ω+Δ Ih )] Δ Ih / Ihl (10)
对式10进行整理，可得:
Af = - f 2 Δ Ih / Ihl(11)。
[0024]在振荡频率(f 2、f2’)、电感量(Ihl、Ihl ’)、电感变化量(Δ lh、Δ lh’ )分别相等的条件下，将式7和式11进行对比，可知本发明振荡器的频率偏移量Af要比现有技术的振荡器频率偏移量Λ f’高出一倍。需要说明的是式7中的 系数“0.5”是在比值Λ lh’/ Ihl ’趋向于O的情况下导出的，如果比值Λ lh’/ Ihl ’增大的话，式7中的系数要小于0.5。因此本发明的振荡器与现有技术的振荡器相比具有较高的灵敏度。
[0025]本振荡器可与一频率计配套使用，由于本振荡器的输出信号为方波脉冲，因此无需对该输出信号进行放大、整形，可直接接频率计的输入端。由于本振荡器具有较高的灵敏度，其探测范围较大，当振荡器的线圈远离金属体时，频率计显示频率Π，在4平方米的范围内，当振荡器的线圈向金属体靠近时，频率计检测到的频率f2会发生渐变，可对金属体进行定位。
【权利要求】
1.一种金属探测器用的振荡器，它包括一个对电压信号进行比较的比较电路，一产生基准信号电压的设定电路，一将电感信号转换为电压的转换电路；所述的比较电路由电压比较器Al、反相器构成，电压比较器的输出端与反相器的输入端连接，反相器的输出端为本振荡器的输出端；其特征是，所述的设定电路由电阻R1、R2、RF构成，电阻R1、R2、RF的一端与电压比较器反相输入端相连接，电阻Rl、R2的另一端分别与电源Vcc、电源地连接，电阻RF的另一端与反相器的输出端连接；所述的转换电路由线圈U、电阻R构成，线圈Lq、电阻R的一端与电压比较器的同相输入端连接，线圈Lq的另一端与反相器的输出端连接，电阻R的另一端接电源地；所述的设定电路向电压比较器的反相输入端输入基准电压uj，所述的转换电路向电压比较器的同相输入端输入按指数曲线变化的电感信号电压ur，当电感信号电压ur小于基准电压Uj时，反相器的输出端为高电平Vog，当电感信号电压大于基准电压时，反相器的输出端为低电平Vod,使振荡器输出一方波信号uo,方波信号的频率与电阻R的阻值r和线圈Lq的电感量Ih的比值r/lh成一正比例关系。
2.根据权利要求1所述的金属探测器用的振荡器，其特征是，所述的电压比较器Al为一运算放大器集成电路，所述的反相器为一反相器集成电路A2，反相器集成电路A2的输入端与电压比较器Al的输出端连接，反相器集成电路A2的输出端为振荡器的输出端。
3.根据权利要求1所述的金属探测器用的振荡器，其特征是，所述的电压比较器Al为一双电压比较器集成电路中的第一电压比较器，电压比较器Al的输出端通过电阻R5连接到电源Vcc，所述的反相器由双电压比较器集成电路的中的第二电压比较器A3、电阻R3、R4、R6构成，第二电压比较器A3的反相输入端与电压比较器Al的输出端连接，电阻R3、R4的一端接第二电压比较器A3的同相输入端，电阻R3、R4的另一端分别接电源Vcc、电源地，第二电压比较器A3的输出端通过电阻R6连接到电源Vcc。
【文档编号】H03B5/20GK103427764SQ201310381504
【公开日】2013年12月4日 申请日期:2013年8月29日 优先权日:2013年8月29日
【发明者】高玉琴 申请人:高玉琴
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