与基于多谐波近似的功率放大器效率相关的电路和方法
【专利摘要】与基于多谐波近似的功率放大器效率有关的电路和方法。在一些实施例中，输出网络电路可以被提供用于提供射频(RF)功率放大器的多谐波控制。输出网络电路可以包括被配置用于所述功率放大器的基频的阻抗匹配网络。输出网络电路还可以包括与所述阻抗匹配网络通信的宽带谐波陷波器。所述宽带谐波陷波器可以被配置为基本上滤除与基频相关联的多个谐波。输出网络电路还可以包括与所述宽带谐波陷波器通信的偶极子网络。所述偶极子网络可以被配置为调谐由所述宽带谐波陷波器的操作导致的电抗。
【专利说明】与基于多谐波近似的功率放大器效率相关的电路和方法
[0001] 相关申请的交叉引用
[0002] 本申请要求 2013 年 6 月 3 日提交的题为 "CIRCUITS AND METHODS RELATED T0 POWER AMPLIFIER EFFICIENCY BASED ON MULTI-HARMONIC APPROXIMATION 与基于多谐波 近似的功率放大器效率相关的电路和方法）"的美国临时申请No. 61/830, 596的优先权，其 公开的内容通过引用而被明确地整体合并于此。
【技术领域】
[0003] 本公开一般地涉及射频（RF)技术，并且更具体地涉及与基于多谐波近似的功率 放大器效率相关的电路和方法。
【背景技术】
[0004] 在诸如蜂窝电话和基站的无线通信系统中，功率放大器（PA)的效率是重要的问 题，因为该效率可能影响工作特性，例如电池寿命、散热和成本。不同的PA操作类别可导致 高效率和输出功率能力。举例来说，理想的E类PA可以实现接近100%的效率。然而，在高 频上，E类PA操作通常受器件漏极寄生效应（drain parasitics)限制。因此，真正的瞬态 操作一般是不可能的。
【发明内容】
[0005] 在一些实现方式中，本公开涉及一种用于射频（RF)功率放大器的多谐波控制 的输出网络电路。所述输出网络电路包括阻抗匹配网络，其被配置为用于所述功率放大 器的基频（f〇)。所述输出网络电路还包括与所述阻抗匹配网络通信的宽带谐波陷波器 (harmonic trap)。所述宽带谐波陷波器被配置为基本上滤除（trap)与基频相关联的 多个谐波。所述输出网络电路还包括与所述宽带谐波陷波器通信的偶极子网络（dipole network)。所述偶极子网络被配置为调谐由所述宽带谐波陷波器的操作导致的电抗。
[0006] 在一些实施例中，功率放大器可以是E类功率放大器。该E类功率放大器可以包 括放大晶体管的漏极节点，使得所述偶极子网络的输入被耦接到所述漏极节点。所述宽带 谐波陷波器的输入可耦接到所述偶极子网络的输出。所述阻抗匹配网络的输入可以被耦接 到所述宽带谐波陷波器的输出。
[0007] 在一些实施例中，所述偶极子网络可以包括第一路径和第二路径的并联组合，所 述第一路径包括电容，并且所述第二路径包括电感。所述偶极子网络的所述第一路径还可 以包括与电容串联的电感。所述偶极子网络的所述第二路径还可以包括与电感串联的电 容。
[0008] 在一些实施例中，偶极子网络的所述第二路径还可以包括与电感串联的电容。在 一些实施例中，偶极子网络还可以包括与所述第一路径和第二路径的并联组合串联的电容 或电感。
[0009] 在一些实施例中，所述宽带谐波陷波器可以包括带通网络和低通网络的并联组 合。所述带通网络可以包括串联连接的第一电感、第二电感、第一电容和第二电容，所述第 一电感和第二电感之间的节点通过第三电容而电容性耦接到地，并且所述第一和第二电容 之间的节点通过第三电感而电感性耦接到地。所述低通网络可以包括串联连接的第三电 感、第四电感和第五电感，所述第三和第四电感之间的节点通过第五电容而电容性耦接到 地，所述第四和第五电感之间的节点通过第六电容而电容性耦接到地。
[0010] 在一些实施例中，所述阻抗匹配网络可以包括T网络，其具有串联连接的第一和 第二电感以及将第一和第二电感之间的节点与地连接的电容。
[0011] 在一些实施例中，所述宽带谐波陷波器和所述偶极子网络可以被配置为对于多个 多次谐波呈现所需阻抗和电抗。所述多次谐波包括或更高的频率。所述多次谐波包括 到1〇4。所述宽带谐波陷波器可以被配置为抑制2&、34、和44。
[0012] 在一些实施例中，所述偶极子网络可以被配置为调整由所述宽带谐波陷波器缩短 (shorten)的谐波电抗。
[0013] 根据一些实现方式，本公开涉及一种E类功率放大器，其包括具有输入和输出的 放大级。所述放大级被配置为接收和放大射频（RF)信号。E类功率放大器还包括耦接到所 述放大级的输出的输出网络电路。所述输出网络电路包括被配置用于所述放大级的基频的 阻抗匹配网络。所述输出网络电路还包括与所述阻抗匹配网络通信的宽带谐波陷波器。所 述宽带谐波陷波器被配置成基本上滤除与基频相关联的多个谐波。所述输出网络电路还包 括与所述宽带谐波陷波器通信的偶极子网络。所述偶极子网络被配置为调谐由所述宽带谐 波陷波器的操作导致的电抗。
[0014] 在一些教导中，本公开涉及一种用于处理放大的射频（RF)信号的方法。该方法包 括对放大的RF信号的基频进行阻抗匹配。所述方法还包括滤除与基频相关联的多个谐波。 所述方法还包括调谐由对所述多个谐波的滤除导致的电抗。
[0015] 根据一些实现方式，本公开涉及一种功率放大器模块，其包括被配置成容纳多个 组件的封装基板。所述功率放大器模块还包括在封装基板上实现的功率放大器电路。所 述功率放大器电路包括：具有输入和输出的放大级，所述放大级被配置为接收和放大射频 (RF)信号。所述功率放大器电路还包括耦接到所述放大级的输出的输出网络电路。所述 输出网络电路包括被配置用于所述放大级的基频的阻抗匹配网络。所述输出网络电路还包 括与所述阻抗匹配网络通信的宽带谐波陷波器。所述宽带谐波陷波器配置为基本上滤除与 基频相关联的多个谐波。所述输出网络电路还包括与所述宽带谐波陷波器通信的偶极子网 络。所述偶极子网络被配置为调谐由所述宽带谐波陷波器的操作导致的电抗。
[0016] 在一些实施例中，所述放大级可以在半导体裸芯上实现。在一些实施例中，所述输 出网络电路中的至少一些可以在半导体裸芯上实现。在一些实施例中，所述输出网络电路 中的至少一些可以在封装基板上或在封装基板内实现。
[0017] 根据一些实现方式，本公开发明涉及一种射频（RF)系统。所述射频系统包括发射 机以及与所述发射机通信的功率放大器。所述功率放大器被配置成放大由所述发射机产生 的RF信号。所述RF系统还包括与所述功率放大器通信的输出网络。所述输出网络包括被 配置用于所述放大级的基频的阻抗匹配网络。所述输出网络还包括与所述阻抗匹配网络通 信的宽带谐波陷波器。所述宽带谐波陷波器被配置为基本上滤除与基频相关联的多个谐 波。所述输出网络还包括与所述宽带谐波陷波器通信的偶极子网络。所述偶极子网络被配 置为调谐由所述宽带谐波陷波器的操作导致的电抗。所述射频系统还包括与所述输出网络 通信的天线。所述天线被配置为便于发送放大的RF信号。
[0018] 在一些实施例中，所述射频系统可以是基站的一部分。在一些实施例中，所述射频 系统可以在无线设备中实现。
[0019] 为了总结本公开，已在本文中描述了本公开的某些方面、优点和新颖特征。应当理 解的是，按照本发明的任何特定实施例，不一定可以实现所有这样的优点。因此，本发明可 以以实现或优化如本文所教导的一个优点或一组优点的方式来实施或进行，而不一定实现 此处可能教导或提出的其他优点。
【专利附图】
【附图说明】
[0020] 图1A示出了用于射频（RF)应用的理想的E类功率放大器（PA)的示例。
[0021] 图1B示出了经调谐的E类PA的示例。
[0022] 图2A示出了与示例UHF宽带谐波陷波器相关的衰减概图（profiles)。
[0023] 图2B示出了可以用作图2A的谐波陷波器的示例电路。
[0024] 图3示出了宽带陷波器衰减特性的示例。
[0025] 图4示出了具有如此处所述的一个或多个特征的E1(l类PA的示例配置。
[0026] 图5示出了理想E类PA的漏极电压和漏极电流波形的示例。
[0027] 图6示出了 E1(l类PA的漏极电压和漏极电流波形的示例。
[0028] 图7示出了 E1(l类PA的测量漏极效率曲线图（drain efficiency plot)的示例。
[0029] 图8示出了 E1(l类PA的测量输出功率曲线图的示例。
[0030] 图9示出了具有如此处所述的一个或多个特征的无线设备的示例。
[0031] 图10示出了具有如此处所述的一个或多个特征的RF系统的示例。
【具体实施方式】
[0032] 这里提供的标题（如果有的话）仅为方便，而不一定影响所要求保护的发明的范 围或含义。
[0033] 在高频处，诸如E类功率放大器的一些射频（RF)功率放大器的操作可能受到器件 漏极寄生效应（drain parasitics)限制，使得真正的瞬态操作通常是不可能的。因此，可以 基于使用传输线或集总元件谐振器的二次和/或三次谐波控制而使用谐波近似。具有如本 文所述的一个或多个特征的E类放大器可以被配置为利用多谐波网络来控制多达例如10 个谐波的内部漏极（intrinsic drain)处的器件电抗。虽然在E类放大器的背景下进行描 述，但将理解的是，本公开的一个或多个特征也可以在其它类型的功率放大器中来实现。
[0034] 由于例如电池寿命、散热和/或操作成本，功率放大器（PA)的效率提高在诸如蜂 窝电话和基站的无线通信系统中可能是重要的。不同的PA操作类别可以导致高效率和输 出功率能力。举例来说，在某些情况下，E类PA可以实现近似或接近100 %的效率。
[0035] 图1A示出了用于射频（RF)应用的理想E类功率放大器（PA)的示例。在该示例 中，输入RF信号被示为被提供给放大晶体管Q1的栅极，并且放大的信号被示为通过Q1的 漏极被输出。Q1的源极被示为耦接到地。放大的输出信号被示出为通过提供用于阻抗的电 抗X的电感、以及输出匹配网络。Q1的漏极被示为通过电容耦接到地。Q1的漏极还被示为 通过扼流圈RFC而被提供有电源电压VDD。因此，Q1的输入呈现阻抗Zin，Q1漏极下游的PA 电路的所述部分呈现阻抗ZVD。
[0036] 这种理想E类PA中的最佳的真正的瞬态操作典型地需要基频（fj上的特定漏极 电容和串联电感，以使晶体管充当开关。在商频上，漏极寄生效应可能禁止真正的瞬态操 作，可以实现谐波近似以产生经调谐的E类PA。
[0037] 图1B示出了这种经调谐的E类PA的示例。在图1B中，漏极电容（在图1A中的 C)和串联电感（在图1A中的jX)被示出为分别具有值C DS和LDS，以提供这样的经调谐的E 类配置。传统上，一次只能控制一个或两个谐波。例如，控制二次谐波产生E 2类配置。控 制二次和三次谐波二者产生F2,3类配置。
[0038] 在一些实现方式中，当使用如在F. H. Raab 的"Class-E-C and F power amplifiers based upon a finite number of harmonics (基于有限数量谐波的E、C和F类功率放大 器）"（IEEE Trans. Microwave Theory Tech.,第 49 卷第 8 期第 1462-1468 页，2001 年 8 月）中的描述的理想器件时，可以实现的最大理论效率对于E2类PA是70. 7%，对于F2,3类 PA是81. 65%。假设这种功率放大器在每个谐波和&上在如图1所示的"虚拟漏极"（ZVD) 处具有所需的阻抗。即使仅使用二次谐波的PA效率提高可以是有益的，对于某些功率放大 器，例如高频E类放大器，人们也可以通过增加受控制的谐波数量来实现更高的效率。可以 使用谐波谐振器和阻抗调整网络来在给定的谐波在Z VD提供所需或期望的电抗，而附加网 络可以在&提供所需或期望的阻抗。
[0039] 典型地，这样的网络可以基于传输线短截线或LC谐振器，它们具有固有窄带特 征，所述窄带特征使得它们对电长度或元件值变化敏感，从而需要精确调谐。
[0040] 此处描述的是与基于从经典方程（如在F. H. Raab的"Idealized operation of the class E tuned power amplifier (E 类调谐功率放大器的理想化操作）"（IEEE Trans. Circuits Syst.，第CAS-24卷，第725-735页，1977年12月）中所述）计算的漏极阻抗的 对于E类PA操作的多谐波近似的设计技术有关的示例。在一些实现方式中，宽带谐波陷波 器可以有效地抑制多达四次谐波。然而，作为示例，计算机仿真表明，对于五次至十次谐波， 该抑制不均匀，导致在Z VD的次优负电抗幅值。一般来说，漏极波形形状通常类似于理想E 类PA的漏极波形形状，并且在用于理想设备的11. 58W输出功率处，在= 400MHz，仿真的 峰值漏极效率例如为近似90%。
[0041] 直if瞬杰和二次谐波E类PA
[0042] 为了对比多谐波网络的优点，可以比较经典的（例如F. H. Raab，" Idealized operation of the class E tuned power amplifier? 类调谐功率放大器的理想化操 作）"(IEEE Trans. Circuits Syst.，第 CAS-24 卷，第 725-735 页，1977 年 12 月））和二次谐 波E类功率放大器（例如，R. Beltran和F.H.Raab，"Lumped_element Output Networks for High-efficiency Power Amplifiers(用于高效率功率放大器的集总元件输出网络）"（MTT Int. Microwave Symposium Anaheim，CA，2010年5 月 23-28 日））。出于描述的目的，对于 所有设计选定的设备是RF3931氮化镓FET，并且目标输出功率约为11. 5W，电源电压（VDD) 大约为15伏，其通常确保安全的器件操作。
[0043] 直if瞬杰E类功率放大器（经典设计）:具有示例的11. 5W输出功率以及有效电 源电压Veff = 14. 13V(RQN?0. 45)的真正的E类功率放大器（例如，如图1中所示）通常 需要Bs = 0. 1836/&的分路漏极电纳，其代表用于最佳操作的400MHz处的7. 3pF的电容。 对于示例GaN FET，存在在15V VDD处的约17pF的寄生分路电容；因此，真正的瞬态操作是 不可能的。
[0044] 二次谐波调谐E类功率放大器（E=类）:E2类PA的器件内部漏极（ZVD)处的最佳 阻抗可以通过例如在 R. Beltran 和 F. H. Raab 的 "Lumped-element Output Networks for High-efficiency Power Amplifiers(用于高效率功率放大器的集总元件输出网络）"（MTT Int. Microwave Symposium Anaheim，CA，2010 年 5 月 23-28 日）以及 F.H. Raab 的 "Class-E_C and F power amplifiers based upon a finite number of harmonics (基于有 限数量谐波的E、C和F类功率放大器）"(IEEE Trans.Microwave Theory Tech·，第49卷第 8期第1462-1468页，2001年8月）中描述的技术来获得。设计过程可以利用下述示例波形 系数以获得最大效率和输出功率能力：Y v= 1.414和δν= δΙ = 2.912。有效电源 电压 Veff = 14. 13V 可导致 Vlm = γ ν · Veff = 19. 98V 的漏极电压和 = Vlm/ Ρ = 14. 13V 的输出电压的fQ分量，其中P = ^/^1 = 1.411选择峰值漏极电流iDmax = 3. 352A，DC 输入电流是 IDC = iDmax/ δ : = L 151A,漏极电流的 fQ 分量是 Ilm = = γν *1^； = L 627A。 因此，输出功率为？。=(^1(|"1)/2 = 11.51，并且0(：输入功率？111 = ￥1)1)*11)。= 17.2651。因 此,这种配置中的E2类PA的效率约为66. 6 %。
[0045] fQ阻抗的幅值可以由| Zi | = Vlm/Ilm =12·28Ω给出，这是因为p = 12」/!^ = 1. 414 ;因此，器件漏极处的f。阻抗是ZVD = Zi =札+j^ = 8. 68+j8. 68 Ω，而对于2f。电抗 为X2 = 41.414? = -jl2. 28 Ω。因此，图1中的示例输出网络设计可以包括电长度调整 网络、谐振器和&阻抗匹配网络。
[0046] 对于Ε类橾作的多谐波沂似
[0047] 对于Ε类操作的多谐波近似可以基于在如本文中描述的经典方程。真正瞬态理想 Ε类功率放大器的最佳漏极阻抗Z VD通常需要（1+jl. 15)&的串联负载电抗和Bs = 0. 1836/ R。的漏极分路电纳。将这些组合，f〇漏极阻抗是ZVD = (1. 526+jl. 106) · &，并且对于η次 谐波，最佳电抗是Xn = _j5. 4466 ·&/]!，如表1中对于示例负载电阻& = 10 Ω所示。人们 可以注意到这些阻抗和如上所述用于E2类近似的那些阻抗之间的差异。
[0048]
【权利要求】
1. 一种用于射频RF功率放大器的多谐波控制的输出网络电路，所述电路包括： 阻抗匹配网络，其被配置用于所述功率放大器的基频（&); 宽带谐波陷波器，其与所述阻抗匹配网络通信，所述宽带谐波陷波器被配置为基本上 滤除与基频相关联的多个谐波；和 偶极子网络，其与所述宽带谐波陷波器通信，所述偶极子网络被配置为调谐由所述宽 带谐波陷波器的操作导致的电抗。
2. 根据权利要求1所述的电路，其中所述功率放大器是E类功率放大器。
3. 根据权利要求2所述的电路，其中所述E类功率放大器包含放大晶体管的漏极节点， 使得所述偶极子网络的输入耦接到所述漏极节点。
4. 根据权利要求3所述的电路，其中所述宽带谐波陷波器的输入耦接到所述偶极子网 络的输出。
5. 根据权利要求4所述的电路，其中所述阻抗匹配网络的输入耦接到所述宽带谐波陷 波器的输出。
6. 根据权利要求2所述的电路，其中所述偶极子网络包含第一路径和第二路径的并联 组合，所述第一路径包含电容，所述第二路径包含电感。
7. 根据权利要求6所述的电路，其中所述偶极子网络的所述第一路径还包含与所述电 容串联的电感。
8. 根据权利要求7所述的电路，其中所述偶极子网络的所述第二路径还包含与所述电 感串联的电容。
9. 根据权利要求6所述的电路，其中所述偶极子网络还包含与所述第一路径和第二路 径的并联组合串联的电容或电感。
10. 根据权利要求2所述的电路，其中所述宽带谐波陷波器包含带通网络和低通网络 的并联组合。
11. 根据权利要求10所述的电路，其中所述带通网络包含串联连接的第一电感、第二 电感、第一电容和第二电容，所述第一和第二电感之间的节点通过第三电容而电容性耦接 到地，所述第一和第二电容之间的节点通过第三电感而电感性耦接到地。
12. 根据权利要求11所述的电路，其中所述低通网络包含串联连接的第三电感、第四 电感和第五电感，所述第三和第四电感之间的节点通过第五电容而电容性耦接到地，所述 第四和第五电感之间的节点通过第六电容而电容性耦接到地。
13. 根据权利要求2所述的电路，其中所述阻抗匹配网络包含T型网络，该T型网络具 有串联连接的第一和第二电感、以及将所述第一和第二电感之间的节点耦接到地的电容。
14. 根据权利要求2所述的电路，其中所述宽带谐波陷波器和所述偶极子网络被配置 为对于多个多次谐波呈现所需的阻抗和电抗。
15. 根据权利要求14所述的电路，其中所述多次谐波包含24或更高的频率。
16. 根据权利要求15所述的电路，其中所述多次谐波包含至10&。
17. 根据权利要求16所述的电路，其中所述宽带谐波陷波器被配置为抑制2&、3&和 4f〇。
18. 根据权利要求17所述的电路，其中所述偶极子网络被配置为调节由所述宽带谐波 陷波器缩短的谐波电抗。
19. 一种用于处理放大的射频RF信号的方法，所述方法包括： 对该放大的RF信号的基频进行阻抗匹配； 滤除与基频相关联的多个谐波；和 调谐由滤除多个谐波导致的电抗。
20. -种功率放大器模块，包括： 配置成容纳多个组件的封装基板；和 在封装基板上实现的功率放大器电路，所述功率放大器电路包含：具有输入和输出的 放大级，所述放大级被配置为接收和放大射频RF信号，所述功率放大器电路还包含耦接到 所述放大级的输出的输出网络电路，所述输出网络电路包含被配置用于所述放大级的基频 的阻抗匹配网络，所述输出网络电路还包含与所述阻抗匹配网络通信的宽带谐波陷波器， 所述宽带谐波陷波器配置为基本上滤除与所述基频相关联的多个谐波，所述输出网络电路 还包含与所述宽带谐波陷波器通信的偶极子网络，所述偶极子网络被配置为调谐由所述宽 带谐波陷波器的操作导致的电抗。
【文档编号】H03F3/20GK104242829SQ201410451999
【公开日】2014年12月24日 申请日期:2014年6月3日 优先权日:2013年6月3日
【发明者】R·A·贝尔特兰里扎拉加 申请人:天工方案公司