专利名称：数字通信装置及混频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及如在权利要求1的前序中所述的数字通信装置。这样的数字通信装置能够是一个蜂窝或无绳电话，一个寻呼机，或任何其他无线通信装置。
本发明还涉及适于在这样的通信装置中使用的一个混频器。
上述种类的数字通信装置从下列文献中获悉菲利浦数据手册IC17，适于无线通信的半导体，6-291至6-293页；6-303和6-305页，菲利浦半导体，1997年。在6-305页示出了一个接收机的方框图，它由IC型SA 1620、一个接收机前端及SA1638，一个中频I/Q收发机；以及这些IC外部接收机电路，如天线收发转换开关、频率综合器、本机振荡器和滤波器组成。该数据页最初在1996年6月12日发表。已知的数字通信装置可是FD/TDMA(频分/时分多路存取)GSM(全球移动通信系统)收发机、或任何其他合适的双重转换接收机或收发机一个低噪声放大器放大接收的射频信号。低噪声放大器的输出信号经带通滤波器馈送给第一射频混频级。带通滤波器的输出信号在第二带通滤波器被滤波。在已知的装置中，SAW(表面声波)滤波器工作在比较高的中频上以选择所要求的通道。已被滤波的第一中频信号馈送给模数转换装置以将第一中频信号转换到所要求的在射频信号中所包含的基带信号的基带抽样。在已知的通信装置中，模数转换装置包括中频放大器，其输出被耦合到一对正交混频器，一对耦合到该混频器的低通滤波器，以及模数转换器(未详细示出，但以“到GSM基带”表明)。这种双重转换结构的严重缺点是通道选择滤波器必须用外部无源元件来完成。除了上述已知通信装置外，还知道这种双重转换接收机结构，在其中第一混频器级将射频向下混到比较低的中频信号，该信号借助带通西格玛德尔塔模数转换器被直接数字化。该模数转换器将抽样的第一中频信号通到DSP(数字信号处理器)，其执行抽样向下数字混频到包含在接收的无线电信号中所要求的基带信号。同在所说的菲利浦手册中所述的结构比较，后者的结构有这样的缺点，即需要更高级因而也更复杂并功率消耗更大的模数转换器。此外，因为DSP必须处理较高频率的信号，所以消耗了增加的功率。在现代通信装置中，高度要求消耗量少的功率以致获得较长的待机和有用的工作时间。所以，增加的功率消耗也是一个严重缺点。
本发明的目的是提供一种没有上述缺点的数字通信装置，也就是一种有减少到IC外部元件的数目和减少功率消耗的装置。
至此，本数字通信装置的特征在于模数转换装置包括一个可控倒相器级，用于以方波乘第一中频信号，以及一个比特流模数转换器耦合到可控倒相器级的输出端。由此混频和采样按组合工作被进行，所以这样有利于显著地减少了模拟电路的复杂性和成本。
在权利要求2的一个实施例，西格玛德尔塔模数转换器的滤波部分的低通滤波特性被有利地用于所需要的滤波。以致有利地进一步减少模拟电路的复杂性，如权利要求5中所要求的那样进行混频和采样。在参照权利要求3的权利要求4中所要求的实施例中，实现混频器/模数转换器的全部优点，亦即隐含无用信号的镜频干扰抑制和无本机振荡器信号的串馈。
现在参照附图借助例子来说明本发明。其中
图1示意表示按照本发明的一个数字通信装置的方框图。
图2表示按照本发明的混频器和采样器的方框图。
图3表示按照本发明的一阶西格玛德尔塔比特流混频器的比特流最后输出频谱的频率图。
图4表示按照本发明改进的一阶西格玛德尔塔调制器的详图。
图5表示完成改进的电路。
图6表示用于复输入信号的隐含的可控输入级。
图7到图9表示完成复变换的电路。
图10表示在复混频器的输入端的复输入频谱。
图11表示下转换复输入信号的复比特流的快速富里叶变换。
所有图中同样的参照号数都是用于同样的器件。
图1示意表示按照本发明的数字通信装置1的方框图。为简单起见，只示出实信号，但如在所说的菲利浦手册中所披露的接收机中那样，在一个实际的接收机中I和Q正交信号在装置1里被处理。在接收路径，数字通信装置1包括一个低噪声放大器2，在输入侧经天线收发转换开关4连接到天线3。在输出侧，放大器2被连到带通滤波器5，带通滤波器5被连到射频混频器7的第一输入6。第一本机振荡器信号，亦即有900MHz的频率被馈送到混频器7的第二输入8。在输出侧，混频器7被连到通道选择带通滤波器9，通道选择滤波器9再连到AGC(自动增益控制)装置10。按照本发明，模数转换装置11被提供在装置1中，包括一个可控倒相器级12和一个比特流模数转换器13。第二本机振荡器信号，亦即100KHz被馈送到可控倒相器级12的输入端14。在混频器和采样器11的输出端15，最好可得到包含在射频信号中的基带信号的取样，但原则上抽样也能够是从第二混频步骤得到的很低中频信号的抽样。基带抽样被传送到数字信号处理器16做进一步如通常的基带处理。同带有直接的中频信号采样的结构比较，在按照本发明的结构中，提供给DSP的抽样的采样率比较低，所以在DSP中的处理需要较小的功率。同如在所说的菲利浦手册中所披露的结构中应用比较高的中频相反，在按照本发明的结构中应用比较低的中频。于是实现通道选择的滤波器在单片上成为可能，亦即达到外部元件的相当大的减少。按照本发明，第二混频器级和模数转换的功能性被组合。较可取的是，组合电路是一个改进的西格玛德尔塔比特流模数转换器。
图2表示按照本发明的混频器和采样器11的方框图。AGC装置10的输出信号fs，来自RF级的中频信号，被馈送到可控倒相器级12的第一输入端20，而具有角频率ωmod的方波信号fmod被馈送到倒相器级12的第二输入端21。原则上，可控倒相器级起一对并联的放大器22和反相放大器23的作用，在输出侧被耦合到受控开关24。开关24由方波信号fmod控制。比特流模数转换器13由西格玛德尔塔调制器25组成，在输入侧连到开关24，在输出侧连到数字十取一采样滤波器27的输入端26。这样的比特流模数转换器的工作如本专业技术中已知的那样。混频器和采样器11的输出28基带抽样由DSP16可得到进一步的处理。
现在将说明混频器和采样器11的工作。可控倒相器12用方波信号fmos乘进入的模拟信号fs。在开关24的输出29，可得到输出信号fo。对于输出信号fo，下列关系成立。
fo＝fs.sign[fmod(t)]，t为时间，sign为数学符号函数。假定一个单频输入信号fs(t)＝cos(ωst)，fo成为
fo(t)＝(2/π).sin((ωmod-ωs)t)+g(t)，其中，g(t)＝(2/π).∑((sin(2n+1)ωmodt-ωst)/(2n+1))+(2/π).∑(sin((2n+1)ωmodt+ωst)/(2n+1))，在g(t)中的第一个求和∑是从n＝1到∞，而第二个求和∑是从n＝0到∞，n为整数。
易于证明，信号fo(t)由所要求的向下转换的基带信号和若干g(t)中的高频分量组成。在g(t)中的最低频率分量为fmin＝min(3.ωmod-ωs，ωmod+ωs)，min为从2个值中选取最小值的最小值函数。
有高于fmin频率的信号分量应在滤波器27的阻带中。如果滤波器被计算得使后者成立，这些较高频率恰好贡献到输出端28一个噪声信号。与模拟输入信号fo有关的该高频噪声被西格玛德尔塔调制器25的传递特性的低通特性所衰减。
图3表示按照本发明的一阶西格玛德尔塔比特流混频器比特流的最后输出频频谱频率图，该图是对于fmod＝fs＝135KHz和13MHz采样频率的情况。该频谱表示出基带频谱fbase和如fmin＞＝270MHz这样的迅速衰减的混频器分量。滤波器结构有可能是后续FIR(有限脉冲响应)滤波器的运行平均滤波器(running average filter)。较可取的是，频率fmin代表在运行平均滤波器的传递函数中的零。在给定的情况下，理想的是对在g(t)中衰减的频率分量不使用在传递特性中的第一个零，而在一些较高频率处取零。然后，由运行平均滤波器从增加的衰减取平均。
在实际的系统中，如像GSM系统中，信号fs(t)不仅包含来自所选通道的频率分量也包含来自相邻通道的频率分量。于是，fs(t)＝cos(ωst)求和不再有效。在信号fmod中的谐波将fs(t)中的较高的非所要求的频率分量移动至所要求的频带。通过选取ωmod＞＞ωs能够避免这样的移动，使得不想要的频率分量移到感兴趣的频带以外，或者通过严格地频带限制fs使得对所有频率都保持ω＜ωs。
图4表示按照本发明改进的一阶西格玛德尔塔调制器的详图。所表示的实施例是以开关电容电路的形式。其中的开关被示意地示出。在一个IC实施例中这样的开关是受控的半导体开关。混频器和采样器11的改进输入级12包括作为平衡的改进常规西格玛德尔塔模数转换器，亦即具有差分输入40A和40B的混频器和采样11的改进输入级。包括连到输入端40A的开关41A、电容42A和开关43A的串联装置以及类似地，开关41B，电容42B和开关43B。输入端40A被经开关44连到开关41B和电容42B之间的结点，输入端40B经开关45连到开关41A和电容42A之间的结点。电容42A和开关43A之间的结点经开关60A和60B被连到电容42B和开关43B之间的结点。西格玛德尔塔调制器和数字十取一采样滤波器如此具有常规的构成。示出的是一阶开关电容西格玛德尔塔调制器，其包括由开关46A、47A、48A、49A、50A和电容51A以及对称地由开关46B、47B、48B、49B、50B和电容51B组成的开关和电容装置。这个装置被连到有反馈电容53A和53B的平衡运算放大器52。连接运算放大器52到比较器54，在比较器54的输出端可得到所要求的数据。比较器的输出55再馈送到有时钟输入58的定时发生器57的数据输入端56。定时发生器57提供控制信号给开关电容输入级和调制器的开关。控制信号C(充电)控制开关47A和47B。控制信号P(预充电)控制开关46A和46B。控制信号PE(预充电)厄雷(Precharge Early)控制开关48A和48B，并进而控制开关60A和60B。控制信号CE(充电厄雷(Charge Early))控制开关43A和43B。此外，控制信号DP和DN可实现用于完成西格玛德尔塔调制器的数据独立的反馈环。开关50A和50B由信号DP来控制，和开关49A和49B由信号DN来控制。当反馈一个逻辑“0”信号时，信号DN＝CE，而当反馈一个逻辑“1”信号时，信号DP＝CE。参考信号VREF被连接到开关46B和47A之间的结点和开关48A和48B之间的结点。
图5表示实现一阶西格玛德尔塔调制器的改进的电路。常规的∑Δ-调制器的控制信号P和C被馈送到各自的XOR(异或门)70和71。信号fmod被馈送到XOR的另一个输入端，这些输入端互相连接。在XOR的各自输出72和73上改进的控制信号IP和IC对应于控制信号P和C可得到。信号IP和IC只用于控制开关41A、41B、44和45，由此开关41A和41B被信号IP控制，而开关44和45由信号IC控制。fmod与开关电容控制信号C、CE、P和PE同步，这些信号用于控制改进的开关电容西格玛德尔塔转换器的余下部分。有利的是，只要输入开关43A和43B开启fmod就转换，所以避免本机振荡器的串馈。
这样的开关电容西格玛德尔塔调制器的工作如这样是已知的并将仅被简要说明。在输入端40A和40B之间的输入电压在输入采样电容42A和42B上被采样。在输入电容上的贮存电荷通到运算放大器54，其在各自的积分电容53A和53B上的输入采样电容42A和42B上贮存电荷。在积分电容53A和53B上的电荷最终经在反馈级中的电容51B和51A被用来自电压VREF的数据有关电荷处理。要被处理的哪些数据(逻辑“0”或逻辑“1”)由比较器54决定。为产生控制信号PE、P、CE和C在输出端55的数据信号通到定时发生器57。在反馈级中的控制信号(DP＝CE或DN＝CE)是数据相关的并因而也由定时发生器57产生。除了这种已知的模数转换功能外，混频器功能如所述的通过将控制信号P和C变更成控制信号IP和IC来实现。数字信号fmod确定在电容42A和42B上的采样电荷的极性。事实上，输入级起吉尔伯特(Gilbert)电池的作用，由此fmod是个双态信号(+1，-1)。
图6表示对于复输入信号的隐含可控输入级。复中频信号的分量可分别地在61A和61B端之间以及62A和62B端之间差分地得到。复分量，通常称作I-和Q-信号，被分别地转到电容63A和63B以及电容64A和64B。最后，开关65A和65B、66A和66B、67A和67B以及68A和68B被包含在改进的开关电容西格玛德尔塔调制器的输入电路里。此外，开关69A和69B以及70A和70B也包含在该输入电路里，分别由未改进的控制信号PE和CE控制。为复合实现2个这样的改进开关电容西格玛德尔塔转换器被需要用于产生I-和Q-数据输出信号。在虚线的右方，复混频器包含类似于如图4中所示的电路13的电路，虽然成双重的。
图7至图9表示实现复变换的电路。
图7和图8表示类似于图5电路的电路。图7的电路由2个XOR80和81组成；而图8的电路由2个XOR82和83组成。正交本机振荡器信号fmodI和fmodQ供给图7和图8的电路。图7的电路从控制信号P和C产生同相的控制信号IP和IC，而图8的电路由控制信号P和C产生正交控制信号。信号IP控制开关65A和65B；信号IC控制开关66A和66B，信号QP控制开关67A和67B；信号QC控制开关68A和68B。
图9表示正交振荡器信号fmodI和fmodQ转到复混频器结构。信号fmodI和fmodQ被直接馈送到各自的如图7和图8中所示的用作本机振荡器信号的正交输入端。以此对应的混频器/模数转换器在数据输出端产生用相的基带抽样。为控制混频器的正交部分，首先信号fmodI被倒相器84倒相，然后倒相的fmodI信号和非倒相的信号fmodQ以交叉耦合方式被馈送到与图7和图8类似的电路。
图10表示在复混频器的正交部分的输入端61A和61B、62A和62B以及在同相部分的相应输入端的复输入频谱。输入频谱的幅度按频率的函数划出。复输入频谱示出不需要的通道90和靠近或相邻通道91。复混频器应将需要的通道移到右边并抑制靠近的通道。在给定的例子中，在这里本机振荡器频率为100KHz，需要的通道将从-120KHz被移到-20KHz。
图11表示下转换复输入信号的复比特流的快速富利叶变换。在水平轴，频率以赫兹单位表示。复比特流的FFT(快速富利叶变换)幅度被垂直表示。如在该频谱中能看到的，如图10中所示的需要的输入信号已被移到右边。输入信号的频率峰值用参考号数100和101表明。由于同方波混频产生的畸变峰值用参考号数102和103表明。因此，按照本发明的复混频器实现了在混频过程中产生的不需要信号的隐含镜频干扰抑制。因为开关电容器逻辑电路的使用，无本机振荡器信号串馈出现。
鉴于上述，对于本专业技术人员明显的是在如在下文由附加的权利要求所规定的本发明范围和精神内可做各种变更，以及这样本发明不局限于所提供的例子。
权利要求
1.一种包含为接收射频信号的接收机前端的数字通信装置，这个接收机前端有用于将射频信号向下混频到第一中频信号的第一混频器级，该通信装置还包含用于将第一中频信号转换到在射频信号中所包含的所要求的基带信号的基带信号抽样的模数转换装置，其特征在于模数转换装置包括用于以方波乘第一中频信号的可控倒相器级和连接到该可控倒相器级输出端的比特流模数转换器。
2.如权利要求1的数字通信装置，其中比特流模数转换器是开关电容西格玛德尔塔模数转换器，包含连接到数字十取一采样滤波器的开关电容西格玛德尔塔调制器，该滤波器滤出在可控倒相器级输出信号的输出频谱中的不希望有的频率分量。
3.如权利要求2的数字通信装置，其中转换器是一个由两个具有变换输入级和专用本机振荡器信号的西格玛德尔塔调制器组成的复转换器。
4.如权利要求2或3中的数字通信装置，其中可控倒相器级由用于控制开关电容西格玛德尔塔调制器的专用控制信号来执行。
5.如权利要求2的数字通信装置，其中模数转换装置是一个输入级被改进以致包括可控倒相器级的改进的常规西格玛德尔塔转换器，该改进的常规西格玛德尔塔转换器功能上是同采样器组合的第二混频器级，用于将第一中频信号向下混频到基带或甚低中频信号和用于采样被向下混频的信号。
6.如权利要求2的数字通信装置，其中数字十取一采样滤波器是后续有限脉冲响应滤波器以进行低通滤波的运行平均滤波器，在不需要的由于同方波信号向下混频产生的谐波处有零。
7.一种包含模数转换装置混频器，用于将在通信装置中的第一中频信号转换到包含在由通信装置接收的射频信号中的所要求的基带信号的基带信号抽样，特征在于模数转换装置包含一个可控倒相器级，用于用方波乘第一中频信号，以及连接到该可控倒相器级的输出端的比特流模数转换器。
8.如权利要求7的混频器，其中比特流模数转换器是个西格玛德尔塔模数转换器，其包括连接到数字十取一采样滤波器的西格玛德尔塔调制器，该滤波器滤出在可控倒相器级输出信号的输出频谱中不希望有的频率分量。
9.按照权利要求7或8的混频器，其中该混频器为正交混频器。
全文摘要
已知有双重转换结构的数字通信装置。第一RF混频级被提供,后面有第二正交混频级。第二正交混频级的输出信号用模数转换器装置采样并被传送到DSP以作进一步的基带处理。提出一个改进的西格玛德尔塔模数转换器。通过改进常规的西格玛德尔塔比特流A/D转换器的输入级,混频功能加到A/D转换功能上。由此实现减少了IC外部元件的数目和减少功率消耗的目的。
文档编号H03D7/00GK1241326SQ98801506
公开日2000年1月12日 申请日期1998年7月16日 优先权日1997年8月12日
发明者M·雷伯 申请人:皇家菲利浦电子有限公司