双波段压控振荡器的制作方法

专利名称：双波段压控振荡器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及通信设备中用于频率合成器的压控振荡器，尤其涉及一种双波段压控振荡器。
用于个人通信的新的频谱分配建立了一种对手提电话的需要，这种手提电话既工作在现有的900MHz频段中，也工作在新分配的1.8GHz频段中。因此，用于这种双波段手提电话的本地振荡器要求工作在两个相距很远的频段中。
现有的双波段装置包括带有组合器网路的完全分离的多个本地振荡器，带有倍频器或三倍器以倍增频率的本地振荡器，pin二极管或其他类似RF开关装置，以及波段非常宽的振荡器，该振荡器具有覆盖这两个感兴趣的波段的可操作频率范围。
使用带有组合器网路的完全分离的本地振荡器的不利条件在于，除了组合器网路电路外，还需要两组完整的VCO电路。这就需要使用两个诸如变容二极管的调谐元件，这就增加了整个电路的成本及规模。
使用带有倍频器及三倍器以倍增频率的本地振荡器的不利条件在于，在输出中总是出现寄生信号。这些寄生信号必须被过滤掉以避免降低接收机的性能或者干扰其他无线电通信。此外，部件个数随着倍频器及三倍器大大地增加，并且所需要的输出频率必须与这些倍数非常匹配。而且，相位噪声也随着频率增加一倍或增加二倍而增加。
使用pin二极管的不利条件在于，pin二极管需要有效的DC电流以得到低的阻抗，并且当pin二极管关闭时，它们会产生相关寄生信号的高阶谐波。而且，与pin二极管相连的振荡回路减少了电路的Q，这降低了效率并且在输出电路中引起较高的相位噪声。
使用波段非常宽的振荡器的不利条件在于，宽带振荡器必须对调谐控制非常灵敏。这种灵敏性使得振荡器在调谐控制线路上对噪声更加敏感。相应地，更加灵敏的调谐需要对振荡器的调谐元件(变容二极管)更紧密的耦合，这会在相连的振荡回路中引起更高的损耗。
对于电压控制的振荡器的要求在于可以产生不同的频率，这些频率不必彼此是倍数关系且仅需使用一个调谐元件。对于电压控制的振荡器的其他要求在于不需要pin二极管并对调谐控制上的噪声不灵敏。还需要这样的压控振荡器提供好的频率稳定性，使寄生频率信号最小，具有低的损耗和耗用电流，并且要求电路更加简单以使成本更低。


图1为根据本发明压控振荡器的第一实施例的电路方框图；图2为图1的压控振荡器的简化电路示意图；图3为根据本发明压控振荡器的第二实施例的电路方框图；图4为根据本发明压控振荡器的优选实施例的简化电路示意图；图5为工作在第一频段的图4压控振荡器的简化电路示意图；图6为工作在第二频段的图4压控振荡器的简化电路示意图；图7为根据本发明包括双频压控振荡器的无线电装置的简化电路方框图；图8为图7无线电装置的电路方框图；图9为图2压控振荡器的低频相位噪声的图形表示；图10为图2压控振荡器的低频输出频谱的图形表示；图11为图2压控振荡器的高频相位噪声的图形表示；图12为图2压控振荡器的高频输出频谱的图形表示。
本发明为一个带有两个或多个工作频率模式的多频压控振荡器。频率模式可以是任何一个频率，并且不必彼此是倍数关系。频率工作的频段通过在多个晶体管/反馈部件中的一个或多个上改变偏压来选择，这些晶体管/反馈部件在振荡器回路中用作负阻发生器。所有晶体管的集电极被DC耦合在一起。每个晶体管的基极电路耦合到单个谐振调谐电路。最好在调谐电路中包括诸如变容二极管的调谐元件，以提供频率调谐。
有利的是，本发明仅使用一个调谐元件来提供多个频率，并且不需要任何可以引起噪声问题的pin二极管。本发明的简单设计提供了带有最小寄生频率信号的良好的频率稳定性。此外，与现有技术相比，本发明的成本更低且吸收更少的电流。
图1示出了本发明的第一实施例，该实施例描述了诸如多波段压控振荡器(VCO)的多波段可调谐频率源。该频率源包括一个响应于调谐电压VTUNE的振荡回路26。振荡回路26的输出耦合到第一及第二负阻发生器32，34的两个输入端。第一负阻发生器32可以工作在第一频率，第二负阻发生器34可以工作在第二频率。第一及第二负阻发生器的输出被组合到组合器电路28的两个输入端。组合器电路28的输出端提供VCO的多波段RF输出信号。其后输出36被用作RF反馈信号或诸如在相位锁定回路，频率锁定回路或者延迟锁定回路中的锁定回路信号。组合器电路28优选地包括一个输出匹配网路，该匹配网路的阻抗分别在第一及第二频率匹配第一及第二负阻发生器32，34的输出。
图2示出了图1第一实施例的简化电路示意图，其包括第一及第二晶体管(Q1及Q2)10，12，每个晶体管分别具有基极14，16，发射极18，20，以及集电极22，24。晶体管10，12的集电极22，24被AC及DC耦合在一起。第一及第二基极14，16耦合到谐振振荡回路26，该振荡回路包括与第一电感线圈LR谐振的单个变容二极管30。电感线圈LR最好是带状传输线(传输线)。电容器CR可选择地与变容二极管30并联，以提供所需要的调谐灵敏度。变容二极管30通过隔离电阻R7对调谐信号VTUNE作出响应，如图2所示。VTUNE在其可工作的预定频带内调谐谐振电路。这在使用频率合成器的无线电通信装置中尤其有用，在工作期间，该频率合成器在频带内改变信道。
特别是，图2的配置包括集电极被连接在一起的晶体管Q1及Q2。晶体管Q2的基极16通过隔直电容器C4被AC耦合到振荡回路26，该隔直电容器C4的值大约是100pf。谐振器优选地包括LC电路，调谐短截线或者带状传输线。该谐振器被视为一个等效的LC网路LR及CR。只要LC网路在所需要的频带或靠近所需要的频带中谐振，实际的元件值可以变化。该谐振器也包括一个诸如变容二极管30的电压可变化电抗元件，在振荡器工作期间，变容二极管30用于将谐振器调谐到可工作频带内的特定频率信道。变容二极管30经过一个隔离电阻R7，或者一个RF扼流圈利用耦合到变容二极管30的调谐信号VTUNE来调谐。变容二极管30与第一电感线圈LR串联。第一电感线圈LR通过电容串联耦合到负阻发生器32，34的输入端。晶体管Q2的基极通过电阻晶体管偏压网路R1及R2被固定偏压。包括电容器C2的反馈回路连接Q2的基极和发射极。另一个反馈回路电容器C7将发射极接地。电阻R6用于对电源的全频扼流，其连接在发射极和地面之间。
晶体管Q1的基极14通过隔直电容器C3被AC耦合到振荡回路26。反馈回路电容器C1连接在Q1的基极14和发射极18之间。晶体管Q1的基极14通过电阻晶体管偏压网路R3及R4被偏压。Q1及Q2的集电极22，24被AC及DC耦合在一起，并且通过隔直电容器C5提供单一RF输出36。应该认识到上述元件的实际值可以利用已知技术来选择，以适应所需要的频带。
压控振荡器的工作频带由VENABLE1及VENABLE2确定，VENABLE1及VENABLE2控制它们各自的偏压网路R3/R4及R1/R2，以及晶体管的相关基极偏压。当VENABLE1打开Q1(Q2关闭)时，在第一工作频带中，第一负阻发生器32耦合到产生RF输出36的振荡回路26。当VENABLE2打开Q2(Q1关闭)时，在第二工作频带中，第二负阻发生器34耦合到产生RF输出36的振荡回路26。
在本发明的第一实施例中，如图2所示，晶体管10，12的集电极22，24被电连接在一起，以便提供单一的VCO RF输出36，该RF输出36可以在第一及第二频带中的一个或其他频带内操作。调谐装置包括分别与负阻发生器32，34耦合并且用单一调谐信号(VTUNE)输入调谐的变容二极管元件30。所示的振荡器为Colpitts结构。然而，这并不是本发明的要求，该振荡器可以是其他的振荡器结构，这些结构不限制地包括Clapp，Driscoll，Butler，Pierce以及Hartley结构。
晶体管和VCO的新颖结构的优点在于不使用宽带振荡器设计也可以产生相距很远的多个频率，每次仅在一个频率上工作以节省电能，不需要完全独立的多个振荡器电路以得到不同的频率，不需要pin二极管，在两个间隔很大的频带的任何一个内能够窄带操作，对调谐信号上的噪声不太灵敏，提供良好的频率稳定性，使寄生频率产生减至最小，具有低损耗及耗用电流，以及使用更加简单的电路并由此使成本更低。
可供选择的是，选频电路可以耦合在振荡回路的输出端与每个负阻发生器的相关输入端之间，如图3所示，以进一步改进频率的选择性。特别是，低频串联谐振电路38连接在振荡回路26与第一负阻发生器32之间，该发生器32可以工作在诸如900MHz的低频上，高频并联谐振电路40连接在振荡回路26与第二负阻发生器34之间，该发生器34可以工作在诸如1800MHZ的高频上。来自两个负阻发生器的输出经过组合器电路28耦合到输出端36，如前面的实例一样。另一种方法是，选频电路可以被相应的低通及高通率滤波器所替代或增加，前述低通及高通滤波器分别与低频及高频负阻发生器相连。
图4示出了本发明的优选实施例，其中压控振荡器与第一实施例基本相同，但是包括耦合在第一串联电感线圈与第一负阻发生器32之间的第二串联电感线圈。振荡回路中的第一及第二串联电感线圈优选是所示的传输线T1及T2。图1和图2所用的附图标号及标记与图4中的标号及标记相应，从而被引用。传输线T1替代图2中的电感线圈LR，传输线T2在信号路径中耦合到低频负阻发生器32。负阻发生器32，34，组合器电路28以及输出端36与前面出现的相同。
在工作中，第一或第二(低频或高频)负阻发生器32，34中的任何一个被使能，但不会同时被使能。VENABLE1用来使能低频负阻发生器32的操作，VENABLE2用来使能高频负阻发生器34的操作。当第一(低频)负阻发生器32由图5中出现的等效电路使能时，第一(低)频率在RF输出端36上产生，由于连接到待用的第二(高频)负阻发生器34，寄生电容42被分路耦合在传输线T1及T2之间。当第二(高频)负阻发生器34由图6中出现的等效电路使能时，第二(高)频率在RF输出端36上产生，由于连接到待用的第一(低频)负阻发生器36，寄生电容44被串联耦合在传输线T2与地面之间。
尤其是，在高频工作期间，传输线T2用来关掉寄生电容44谐振，如图6所示。利用现有技术，使传输线T1及变容二极管在所需要的高频上谐振，前述高频诸如1800MHz。实际中，第二串联电感线圈(传输线T2)在第二负阻发生器的第二工作(高)频率时大约为λ/4波长，并且长度可以调整以关掉(tune out)寄生电容44。对于VCO的高频操作，传输线T2被专门调整，因为高频操作对所加载的电容非常敏感。令人意想不到的是，如图5所示，在诸如900MHZ的低频工作期间，传输线T2具有大约λ/8的等效长度，并且与寄生电容42一起支持谐振低频模式。而且，较低频率正好是较高频率的一半并不是本发明的必要条件。然而，频率比最好相对接近1∶2。
双波段压控振荡器的上述实施例具有尤其明显的特点。首先，在不同工作频率模式之间共用的振荡回路将用来加载其中一个模式或其他模式。本发明避免了上述问题。第二，将振荡回路双工给不同的负阻发生器将使电路的Q降低到无法接受。本发明避免了这个问题。第三，为每个工作模式提供直接阻抗匹配将需要许多其他的部件，而本发明避免了这个问题。第四，本发明利用寄生电容来作为一种优点，而不是与现有技术所尝试的那样试图消除所有的寄生现象。第五，所有的二极管都从电路中消除，这改进了Q和相位噪声。最后，一个变容二极管用于调谐两个波段，这减少了成本和规模。
图7示出了根据本发明的包括频率合成器260的通信装置200的电路方框图，该频率合成器260包括一个多波段频率源。该通信装置可以是发射机、收发信机或接收机。在一个实施例中，通信装置200包括向相连的无线电路250提供输出230的频率合成接收机。通信装置200包括经过天线240接收RF信号的接收机220，该天线240最好是双波段设计。在数字或模拟通信应用中，接收机220可以由控制器210控制。一个基准振荡器290向合成器260提供基准振荡器信号272。合成器260向接收机220提供接收机本地振荡器信号262，该合成器260由本发明的多波段频率源控制。利用本发明的原理，频率合成器260的多波段可调谐频率源可以工作在至少两个频段上，并且由来自控制器210的波段使能信号280所控制。
在另一个实施例中，该通信装置为诸如蜂窝电话中的收发信机。合成器提供由多波段频率源控制的其他发射机本地振荡器信号。频率合成器的多波段可调谐频率源可以工作在两个频段上，如上所述。发射机和接收机在控制器的控制下可转换地连接到天线上。
图8示出了图7的无线电装置的电路方框图，其利用单个输出以及图1-6的多波段频率源。该无线电装置包括耦合到接收机220的天线240，前述接收机220向相连的无线电路250提供输出230，一个耦合到由波段使能信号280控制的双波段频率合成器的基准振荡器，以及包括本发明的VCO并且向接收机220输入本地振荡器信号262的双波段频率合成器。
无线电接收机220包括选择性地通过所需要频段的跟踪预选器滤波器，前述所需要频段诸如900MHz及1.8MHz。该预选器向宽带RF放大器输入过滤的信号。该放大器最好是低噪声设计，例如是可以放大900MHz及1.8MHz信号的设计。该放大器向混频器提供放大的信号。频率合成器向混频器提供两个频段中的一个。所提供的频段响应于波段使能信号280。混频器向相连的无线电路250提供混合后的IF输出230。
例如，相连的无线电路250可以包括一个IF滤波器，检波器，放大器以及变换器。IF滤波器从由混频器产生的多个频率分量中选择正确的IF输出。例如，正确的IF输出在检波器中转换为声频信号，这些IF输出被依次放大，并且由话筒变换为声频信号。
频率合成器260包括本发明的VCO，该VCO经过第一分频器向相位检波器提供来自本地振荡器信号262的反馈信号。基准振荡器290也经过第二分频器向相位检波器提供基准信号。相位检波器经过低通环路滤波器向VCO提供校正信号，这能够消除高频分量。校正信号与相位检波器的输入端之间的相位差成比例，前述相位检波器在现有技术中称为锁相环。本发明有利地利用了双波段VCO，而没有改变锁相环的任何部件，并且提供可以在狭窄的范围内调谐的两个相差很大的频率。
实例参考图2和图4，根据本发明的实施例，双波段压控振荡器使用下面的电容和电感元件，用Hewlett Packard的MDSTM软件来设计。然而，应该认识到所选择的元件值可以利用现有技术来改变，以适应所需要的频带。
R1＝470ohm R2＝3300ohmR3＝1000ohmR4＝300ohmR5＝10ohm R6＝33ohmR7＝10kohmC1＝6.2pf C2＝10pfC3＝22pf C4＝100pfC7＝12pf CR＝2pfQ1及Q2为Motorola的MRF571T1为用来提供900MHz输出，或者等于大约5.9nH的管状传输线T2为用来提供1.8GHz输出，或者等于大约2.4nH的管状传输线对于这种配置，VENABLE1和VENABLE2在地电位(低)与VSUPPLY(高)之间切换。当VENABLE1保持低电位且VENABLE2保持高电位时，从RF输出端36得到大约1.8GHz的频率信号。图9示出了合成噪声曲线，图10示出了输出信号频谱。当VENABLE1保持高电位且VENABLE2保持低电位时，从RF输出端36得到大约900MHz的频率信号。图11示出了合成噪声曲线，图12示出了输出信号频谱。
尽管本发明的各种实施例已经公开如上，应该理解的是，本领域的技术人员可以对本发明做出各种修改和替代，并且可以重新安排和组合前面实施例，这些都没有脱离本发明的保护范围。
权利要求
1.一种多波段可调谐频率源，它包括一个响应于调谐电压的振荡回路，该振荡回路具有输出端；一个可工作在第一频率的第一负阻发生器，该第一负阻发生器具有输入端及输出端，以及一个可工作在第二频率的第二负阻发生器，该第二负阻发生器具有输入端及输出端，振荡回路的输出端耦合到两个负阻发生器的输入端；以及一个具有第一及第二输入端及输出端的组合器电路，组合器电路的第一及第二输出端耦合到第一及第二负阻发生器的各个输出端。
2.根据权利要求1的多波段可调谐频率源，其中振荡回路包括用于调谐第一及第二频率的单个变容二极管。
3.根据权利要求1的多波段可调谐频率源，其中每个负阻发生器包括一个带有反馈环路及晶体管偏压网路的晶体管，该晶体管通过施加在偏压网路的相关控制信号可操作地在开和关之间切换。
4.根据权利要求1的多波段可调谐频率源，其中振荡回路包括一个耦合到第一串联电感线圈的分路(shunt)变容二极管，第一串联电感线圈电容性地连接到负阻发生器的输入端，分路变容二极管提供响应于调谐电压的变化电容，以便负阻发生器的可操作频率可以调谐。
5.根据权利要求4的多波段可调谐频率源，其中振荡回路包括耦合在第一串联电感线圈与第一负阻发生器的输入端之间的第二串联电感线圈。
6.根据权利要求5的多波段可调谐频率源，其中第二串联电感线圈为传输线，该传输线近似地为第二负阻发生器的第二频率的四分之一波长。
7.根据权利要求6的多波段可调谐频率源，其中每个负阻发生器包括一个带有反馈环路及晶体管偏压网路的晶体管，该晶体管通过施加在偏压网路的相关控制信号可操作地在开和关之间切换，并且其中当第一负阻发生器被切换为关，并且第二负阻发生器被切换为开，以便在较高频率上操作频率源时，由于第一负阻发生器的反馈环路以及与第二串联电感线圈串联，寄生电容由第二串联电感线圈所调谐，该第二串联电感线圈在第二频率提供大约四分之一的波长，以使振荡回路基本上仅用分路变容二极管和第一串联电感线圈来谐振第二负阻发生器；并且当第二负阻发生器被切换为关，并且第一负阻发生器被切换为开，以便在较低频率上操作频率源时，由于第二负阻发生器的反馈环路以及与第二串联电感线圈分路相联，该第二串联电感线圈在第一频率提供大约八分之一的波长，寄生电容用于振荡回路中，用分路变容二极管、第一串联电感线圈、分路寄生电容以及第二串联电感线圈来谐振第一负阻发生器。
8.根据权利要求1的多波段可调谐频率源，其中选频电路相应地连接在振荡回路的输出端与每个负阻发生器的相关输入端之间。
9.根据权利要求8的多波段可调谐频率源，其中在较低频率时，连接到较低频率负阻发生器的选频电路为串联谐振电路，并且在较高频率时，连接到较高频率负阻发生器的选频电路为并联谐振电路。
10.根据权利要求1的多波段可调谐频率源，其中组合器电路包括输出匹配网路，在它们各自的第一及第二频率上，该网路的阻抗匹配第一和第二负阻发生器的输出。
全文摘要
一种压控振荡器可以工作在诸如900MHz及1.8MHz的两个相差很大的频带上。压控振荡器包括两个负阻发生器(32,34),这两个负阻发生器共用一个公共可调谐振荡回路(26)以及公共的阻抗匹配组合器电路(28),该组合器电路提供RF输出(36)。VCO不使用可以降低Q及相位噪声的pin二极管, 并且VCO仅使用一个变容二极管(30)来调谐两个频率,这就减少了成本。分离的负阻发生器(32,34)用来在每个频带内提供最佳的频率选择性。
文档编号H03B5/18GK1276103SQ98810179
公开日2000年12月6日 申请日期1998年10月9日 优先权日1997年10月15日
发明者詹姆斯·R·辛德, 格伦·O·里泽 申请人:摩托罗拉公司