专利名称：载波再现电路、接收机、环路滤波电路以及振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于接收机的载波重现电路、此种接收机以及用于此接收机的环路滤波电路和振荡电路，此接收机接收如通过卫星发送的信号。
1997年5月，日本无线管理局(Japan′s Radio Regulatory Council)同意关于在现存的四套广播系统之后促进通过卫星进行广播的基本计划草案(以下简称“post-BS-4卫星”)以取代例如使用卫星使用频率的第三代卫星广播的标准电视广播。该计划要求(1)2000年前启动利用post-BS-4卫星的数字广播，(2)为了取代第三代广播卫星的标准电视广播，确保在post-BS-4卫星过渡信道中广播的内容与现存四套广播系统广播的内容相同，以及(3)瞄准高清晰度电视(HDTV)广播，而非瞄准(2)。
收到此报告之后，日本数字广播系统委员会就根据验证实验对诸如被假定为卫星数字广播所要求的规范的传输线编码方式、复用方式、有限接收方式以及信息源编码方式的技术规范进行了讨论。在1998年2月，该委员会发表了有关卫星数字广播系统技术规范的报告。
在此报告中，该委员会要求在特定的传输线编码应用中从适合于卫星传输的移相键控(PSK)调制方式中选用频率利用率高的网格(trellis)编码8相移相键控(TC8PSK)方式。此外，该委员会还确定了由于在频率利用率与对由雨天引起的衰减的容差之间存在的折中方案而能转换到另一种PSK调制方式，如正交PSK(QPSK)方式，并能实现更高服务时间比的方式。另一方面，该委员会展望不同载波的多个HDTV信号可以被单个卫星转发器复用并发送，还可以考虑被多个传输流(TS)传输以提高各节目的独立性。此外，该委员会要求多路复用传输与多路复用配置控制(TMCC)信号以在区域内对MPEG(运动图象专家组)控制项目以外的传输系统进行控制，例如调制方式之间的转换与多个传输流的灵活配置。
TMCC信号含有对帧中的各时隙数据表示传输流和调制方式的TMCC信息。
以下将解释此报告中说明的传输线编码方式。
图1示出采用相关的传输线解码方式的广播卫星发射机1的结构图；如图1所示，广播卫星发射机1具有Reed-Solomon(里德-所罗门)编码器2、成帧器3、能量扩散器4、交织器5、卷积/网格编码器6、TMCC信号发生器7、Reed-Solomon编码器8、能量扩散器9、调制器10以及色同步(burst)信号发生器11。
如图2A所示，Reed-Solomon编码器2顺序接收作为其输入的188字节的运动图象专家组传输流(MPEG-TS)包S0，MPEG-TS包S0在头部具有一个字节的MPEG使用的同步字(47h)；对MPEG-TS包S0进行Reed-Solomon(204、188)编码并产生如图2B所示的204字节的时隙数据S2，时隙数据S2包括MPEG-TS包S0及16字节的奇偶数据。
如图2c所示，成帧器3利用从Reed-Solomon编码器2输入的48个时隙SL1-1至SL1-48构建帧FL1，以同样的方法构建帧FL2至FL8。如图3所示，由8个帧FL1至FL8构建一个超帧SFL。
请注意，图3示出时隙数据的头部字节被帧同步信号部分TAB2、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号部分代替的情况，但是由成帧器3构建的超帧SFL中的时隙的头部字节变成MPEG使用的同步字。
为了避免从成帧器3输入除了在超帧SFL单元内的时隙数据头部字节(MPEG使用的同步字)之外的一系列相同逻辑值，能量扩散器(energydisperser)4进行能量扩散处理以附加如由“x15+x14+1”产生的伪随机信号。
除了时隙数据的头部字节，交织器5将在能量扩散器4经过能量扩散处理的超帧SFL写入缓冲存储器并以预定的读取方向进行读取操作，除了在时隙数据的头部字节外，由此将该数据进行交织。
如图4所示，TMCC信号发生器7利用输入的TMCC信息S1每帧产生8字节TMCC信号以及在其之前或之后附加的2字节的帧同步信号TAB1和2字节超帧同步信号TAB2。如图4所示，在帧FL1至FL8的帧同步信号TAB1内设置用于帧同步的同步字W1。在帧FL1至FL6的TMCC信号内设置TMCC信息。在帧FL7和FL8的TMCC信号内设置将在Reed-Solomon编码器8附加的TMCC信息的奇偶数据。在帧FL1的超帧同步信号TAB2内设置用于超帧同步的同步字W2。在帧FL2至FL8的超帧同步信号TAB2内设置用于帧同步的同步字W3。在此，通过将同步字W2的各位倒置获得同步字W3。
在图4所示的超帧SFL的帧FL1至FL6的TMCC信号(TMCC信息)单元内，Reed-Solomon编码器8进行Reed-Solomon(64、48)编码，并在图4所示的帧FL7至FL8的TMCC信号中设置合成奇偶数据。Reed-Solomon编码器8不对帧同步信号TAB1和超帧同步信号TAB2进行编码。
能量扩散器9对由外部代码错误校正器8输入的TMCC信号进行能量扩散处理。能量扩散处理器9不对帧同步信号TAB1和超帧同步信号TAB2进行能量扩散处理而将它们原样输出。
卷积/网格编码器6通过用来自能量扩散器9的帧同步信号TAB1、TMCC信号以及超帧同步信号TAB2代替从交织器5输入的超帧SFL的时隙数据的头部字节来产生传输信号。卷积/网格编码器6对相关传输信号中将在调制器10被双相移相键控(BPSK)调制或QPSK调制的信号进行卷积编码并对将在调制器10进行8PSK调制的信号进行网格(trellis)编码，然后将其结果输出到调制器10。
调制器10对卷积编码的帧同步信号TAB1、TMCC信号以及超帧同步信号TAB2进行BPSK调制并顺序发送它们，然后，发送被各个调制方式调制并构建超帧SFL的时隙数据的主信号。请注意，各时隙数据的调制方式是由两个超帧之前的超帧中TMCC信号的TMCC信息指定的。
此外，为了通过降低C/N(载噪比)特性能在接收机可靠接收，调制器10将色同步信号发生器11产生的色同步信号S11插入调制的时隙数据的主信号之间并进行发送。
具体地，如图5A所示，当着眼于传输信号S10的一帧内容时，通过利用192个码元，调制器10顺序发送一帧内容，即，总共12字节的帧同步信号TAB1、TMCC信号以及超帧同步信号TAB2，然后，根据图5B所示的色同步插入控制信号，对TMCC信号的203个码元而不是192个码元的每个主信号插入并发送被BPSK调制的色信号的4个码元。
此时，812(203×4)个码元发送时隙数据(主信号单元)的203个字节而非发送图5A和图5B所示的头部字节。
此外，可以在时隙数据的单元内指定主信号的调制方式。当多种调制方式的时隙数据被相同的载波发送时，传输以用具有较大数目的相位数的调制方式，如8PSK、QPSK和BPSK调制的时隙数据的203个字节的顺序进行，即，时隙数据具有更高的压缩率。
请注意，事实上，选择8PSK方式作为主信号的调制方式的几率最高。此外，对于紧跟在超帧同步信号TAB2之后的时隙数据的主信号，采用8PSK调制的几率接近100％。
当从广播卫星发射机1发送的信号通过广播卫星被广播卫星接收机接收时，广播卫星接收机首先利用已知被BPSK调制的TMCC信号和色同步信号再现载波。通过以这种方式再现载波，即使在具有高噪声电平的条件下，接收机也可以接收残缺的信号。
接着，广播卫星接收机对接收的信号进行解调。由于调制方式总是BPSK方式，所以，在此，它对帧同步信号TAB1、TMCC信号以及超帧同步信号TAB2进行BPSK解调。
此外，如上所述，包含在接收信号中的第三以及之后的超帧的主信号的相应TMCC信号包含在两帧之前的超帧中，而相关的TMCC信号已被解码。根据相关TMCC信号指示的调制方式，接收机对这些信号进行解调。
现在总结将由本专利解决的问题，如上所述，为了利用TMCC信号和色同步信号再现载波，广播卫星接收机必需首先检测TMCC信号。通常，存在的问题是除非准确再现载波否则相关的TMCC信号不能被检测。
通常，由于此原因，通过将全部接收信号作为已知事先被BPSK调制的TMCC信号和色同步信号再现载波，在此过程中，对TMCC信号进行检测，并且，对TMCC信号进行检测之后，根据TMCC信号的检测定时，在控制电路的控制下，载波再现电路仅对TMCC信号和色同步信号部分再现载波。
然而，广播卫星接收机要求从接收TMCC信号到检测TMCC信号之间有一段预定时间。因此，当通过控制电路将停止载波再现处理的指令输出到载波再现电路时，载波再现电路已接收到非TMCC信号和色同步信号的输入信号并已开始处理。因此，存在的问题是噪声进入载波再现回路，收敛被延迟，并且降低了广播卫星接收机的性能。
本发明的一个目的是提供能够以高速、高精度再现接收信号的载波的载波再现电路、采用相关载波再现电路的接收机以及在相关载波再现电路中使用的环路滤波电路和振荡电路。
根据本发明的第一方面，提供根据本发明的载波再现电路，根据码元类型通过利用同步环路进行处理，该载波再现电路再现在载波中被调制产生变化的输入信号的载波，该载波再现电路包括差分检测电路，用于检测所述输入信号与在所述同步环路中反馈的信号之间的差值以产生第一信号；环路滤波电路，用于通过含有第一延迟电路的第一积分环路处理所述第一信号以产生第二信号，第一延迟电路给出n个(n为自然数)码元量的延迟并根据切换信号将m个(m为自然数)码元前的所述第一信号输入到所述第一积分环路；振荡电路，用于将振荡信号反馈到所述差分检测电路并根据所述切换信号将所述第二积分环路切换到保持m码元前的所述第二信号的状态，该振荡信号是通过使用含有第二延迟电路的第二积分环路使用所述第二信号产生的，第二延迟电路给出n个码元量的延迟；以及信号产生电路，用于利用所述输入信号和所述振荡信号产生载波再现信号。
以下说明根据本发明的载波再现电路的工作方式。
在根据本发明的载波再现电路中，同步环路(载波再现环路)包括差分检测电路、环路滤波电路以及振荡电路。
差分检测电路检测输入信号与反馈到同步环路的信号之间的差值以产生第一信号。
然后，利用含有第一延迟电路的第一积分环路，环路滤波电路处理所述第一信号以产生第二信号，第一延迟电路产生n个(n为自然数)码元量的延迟。此时，当切换信号指示切换操作时，所述第一积分环路作为输入接收m个(m为自然数)码元前的所述第一信号，而第一积分环路处理m码元前的所述第一信号。
然后，利用含有第二延迟电路的第二积分环路，振荡电路处理所述第二信号，第二积分电路产生n个码元值的延迟并将产生的信号反馈到所述差分检测电路。此时，当切换信号指示切换操作时，可以将所述第二积分环路切换到保持m码元前的所述第二信号的状态。
如上所述，利用切换信号，根据本发明的载波再现电路可以将环路滤波电路的第一积分环路和振荡电路的第二积分环路切换到m码元之前的状态。
此外，在根据本发明的载波再现电路中，根据码元类型，所述输入信号最好为调制为在载波相位中产生变化的信号，所述差分检测电路产生所述第一信号，所述第一信号表示所述输入信号与在所述同步环路中反馈的信号之间的相位差，所述载波再现电路进一步具有乘法电路，该乘法电路将所述反馈信号与所述输入信号相乘以产生载波产生信号。
此外，在根据本发明的载波再现电路中，所述环路滤波电路最好具有第一加法电路，用于将所述第一信号与第三信号相加并将结果输出到所述第一延迟电路；第三延迟电路，用于将所述第一加法电路的输出恰好延迟m码元；选择电路，用于根据所述切换信号选择所述第一延迟电路的输出和所述第三延迟电路的输出之一并将结果作为第三信号输出到所述第一加法电路；以及第二加法电路，用于将所述第一信号与所述第一加法电路的输出相加以计算所述第二信号。
此外，在根据本发明的载波再现电路中，所述振荡电路最好具有第一加法电路，用于将所述第一信号与第三信号相加并将结果输出到所述第二延迟电路；放大电路，当单个码元可以表示s个状态数时，用于将所述第一信号放大m×s倍；第二加法电路，用于将所述第一加法电路的输出与所述放大电路的输出相加；第三延迟电路，用于将所述第二加法电路的输出恰好延迟m个码元；以及选择电路，用于根据所述切换信号选择所述第二延迟电路的输出和所述第三延迟电路的输出之一，并将其作为所述第三信号输出到所述第一加法电路。
根据本发明的第二个方面，提供了用于处理接收信号的接收机，该接收信号中含有以下述调制方式调制的主信号和调制方式指示信号，调制方式是根据码元类型从用于改变载波的多个调制方式中选出的，调制方式指示信号指示所述主信号的调制方式并被事先确定的调制方式调制。该接收机包括载波再现电路，用于利用同步环路处理所述接收信号中包含的所述调制方式指示信号以再现载波；解调电路，用于利用指示的解调方式解调所述载波再现接收信号；信号检测电路，用于检测包含在所述解调接收信号中的所述调制方式指示信号，并将指示有关检测定时的检测信号输出到所述载波再现电路；以及解调方式确定电路，用于对所述解调电路指示与由所述检测调制方式指示信号指示的调制方式相应的解调方式；其中，所述载波再现电路具有差分检测电路，用于检测所述输入信号与在所述同步环路中反馈的信号之间的差值以产生第一信号；环路滤波电路，根据切换信号通过利用含有第一延迟电路的第一积分环路，用于处理所述第一信号以产生第二信号，第一延迟电路给出n个(n为自然数)码元量的延迟，并将m个(m为自然数)码元前的所述第一信号输入到所述第一积分环路；振荡电路，用于将振荡信号反馈到所述差分检测电路并根据所述切换信号将所述第二积分环路切换到保持m码元前的所述第二信号的状态，振荡信号是通过利用含有第二延迟电路的第二积分环路产生的所述第二信号产生的，第二延迟电路给出n个码元值的延迟；以及信号产生电路，用于通过使用所述输入信号与所述振荡信号产生载波再现信号。
根据本发明的接收机的工作方式如下。
通过利用同步环路对包含在接收信号内的调制方式指示信号进行处理，载波再现电路再现载波。
接着，利用指定的解调方式，解调电路解调所述载波再现接收信号。
接着，信号检测电路检测包含在所述解调接收信号内的所述调制方式指示信号并将指示有关检测定时的检测信号输出到所述载波再现电路。
然后，解调方式确定电路将与由所述检测调制方式指示信号指示的调制方式对应的解调方式指令到所述解调电路。
在本发明的接收机中，载波再现电路将由信号检测电路输出到载波再现电路的检测信号用作载波再现电路的切换信号并进行与上述载波再现电路相似的处理。
此外，在根据本发明的接收机中，所述接收信号最好是根据多种码元类型调制用于改变载波相位的信号，所述差分检测信号用于产生所述第一信号，所述第一信号指示所述接收信号与在所述同步环路反馈的信号之间的相位差，并且所述载波再现电路进一步具有乘法电路，该乘法电路用于将所述反馈信号与所述输入信号相乘以产生载波再现信号。
根据本发明的第三方面，提供了环路滤波电路，该环路滤波电路包括第一加法电路，用于将第一信号与第二信号相加；第一延迟电路，用于将所述第一加法电路的输出恰好延迟n(n为自然数)个码元；第二延迟电路，用于将所述第一加法电路的输出恰好延迟m(m为自然数)个码元；选择电路，用于根据切换信号选择第一延迟电路的输出与第二延迟电路的输出之一，并将其作为第二信号输出到所述第一加法电路；第二加法电路，用于将所述第一信号与所述第一加法电路的输出相加来计算所述第二信号。
此外，根据本发明的环路滤波电路最好用于载波再现电路，根据码元类型通过利用同步环路进行处理，载波再现电路再现被调制为在载波的相位产生变化的输入信号的载波，并且所述第一信号为指示相位的信号。
根据本发明的第四方面，提供了振荡电路，该振荡电路被用于载波再现电路，根据码元类型利用同步环路进行处理，载波再现电路再现被调制为在载波的相位产生变化的输入信号的载波，该振荡电路包括第一加法电路，用于将输入相位差信号与相位信号相加以产生载波相位再现信号；第一延迟电路，用于将所述第一加法电路的输出恰好延迟n个(n为自然数)码元；放大电路，当单个码元可以表示s个状态数时，用于将所述相位差信号放大m×s倍(m为自然数)；第二加法电路，用于将所述第一加法电路的输出与所述放大电路的输出相加；第二延迟电路，用于将所述第二加法电路的输出恰好延迟m个码元；选择电路，用于根据所述切换信号选择所述第一延迟电路的输出和第二延迟电路的输出之一，并将其作为相位信号输出给所述第一加法电路；以及信号产生电路，用于产生具有由所述相位信号指示的相位的振荡信号。
通过以下参考附图对优选实施例的说明，本发明的上述目的和特征将更为明显，其中图1示出本发明的采用了传输线编码方式的广播卫星发射机的结构图；图2A至图2C示出说明图1所示的广播卫星发射机的处理过程的示意图；图3示出用于说明图1所示的广播卫星发射机的传输信号的格式的示意图；图4示出用于说明图1所示的广播卫星发射机的传输信号的格式的示意图；图5A和图5B示出用于说明在图1所示的广播卫星发射机中调制后的传输信号的示意图；图6示出根据本发明的第一实施例的广播卫星接收机的结构图；图7示出图6所示的载波再现器的结构图；图8示出图7所示的环路滤波电路的结构图；图9A至图9D示出用于解释图8所示的环路滤波电路的操作的部分的示意图；图10示出图7所示的NCO电路的结构图；图11示出解释图7所示的载波再现器的作用的示意图；图12A至图12C示出解释在图6所示的调制方式确定器中产生解调方式确定信号的方法；以及图13示出解释当在图6所示的调制方式确定器上产生解调方式确定信号时选择并存储TMCC信息的流程图。
以下将解释根据本发明的广播卫星接收机。
图6示出本实施例的广播卫星接收机100的结构图。
如图6所示，广播卫星接收机100包括载波再现器98、解调器99、维特比(Viterbi)/网格解码器101、用于去交织的缓冲存储器102、能量逆扩散器103、Reed-Solomon解码器104和105、同步信号检测器106、解调方式确定器107、TMCC检测器108、能量逆扩散器109以及存储控制单元112。
在此，载波再现器98与权利要求1、权利要求5等所述的载波再现电路相对应，解调器99与权利要求5所述的解调电路相对应，同步信号检测器106与权利要求5所述的信号检测电路相对应、解调方式确定器107与权利要求5所述的解调方式确定电路相对应。
此外，在本实施例中，将利用权利要求1、5以及9中的n为“1”，m为“12”以及s为“12”的情况的实例进行说明。
广播卫星接收机100通过未示出的广播卫星来接收图5所示的传输信号S10作为接收信号S97，并将上述信号输出到图6所示的科斯塔斯锁相环(Costas Loop)电路98，传输信号s10由图1所示的广播卫星发射机在其天线发送。
以下将详细解释图6所示的各单元。载波再现器98再现输入接收信号S97的载波(检测同步)以产生不存在相位误差的接收信号S98并将接收信号S98输出到解调器99。
图7示出图6所示的载波再现器98的结构图。
如图7所示，载波再现电路单元98具有平方计算电路50、平方计算电路51、共轭复数计算电路52、复数乘法电路53、振幅/相位解复用电路54、环路滤波速率55、数值控制振荡(NCO)电路56、单码元延迟电路57、共轭复数计算电路58以及复数乘法电路59。
在图7中，平方计算电路50、平方计算电路51、共轭复数计算电路52、复数乘法电路53、振幅/相位解复用电路54、环路滤波电路55、NCO电路56以及单码元延迟电路57构成科斯塔锁相环电路40，科斯塔斯锁相环电路40用作本发明的同步环路。
此外，例如，由于为了与本发明的权利要求1对应，平方计算电路50、平方计算电路51、共轭复数计算电路52以及复数乘法电路53对应于根据本发明的差分检测电路，环路滤波电路55对应于根据本发明的环路滤波电路，NCO电路56对应于根据本发明的振荡电路。此外，复数乘法电路59对应于本发明的权利要求2所述的乘法电路。
<平方计算电路50>
平方计算电路50接收作为其输入的接收信号S97，接收信号S97具有相位误差ωt并被表示为exp(j(θ+ωt))，平方计算电路50计算接收信号S97的平方并将被表示为exp(2j(θ+ωt))的信号S50输出到复数乘法电路53。
<平方计算电路51>
平方计算电路51接收从单码元延迟电路57输入的表示为exp(jω′t))的信号S57作为其输入，计算信号S57的平方并将被表示为exp(2jω′t))的信号S51输出到共轭复数计算电路52。
在此，当科斯塔斯锁相环电路40处于未锁定状态时，ω′不等于ω，而当科斯塔斯锁相环电路40处于锁定状态时，ω′等于ω。
<共轭复数计算电路52>
共轭复数计算电路52从平方计算电路51接收作为其输入的信号S51，计算其共轭复数并将被表示为exp(-2jω′t)信号S52输出到复数乘法电路53。
<复数乘法电路53>
复数乘法电路53接收作为其输入的信号S50和信号S52，对它们进行复数乘法计算，并将被表示为exp(2jθt).exp(2j(ω-ω′)t)的信号S53输出到振幅/相位解复用电路54。
在此，在BPSK中，θ=0或π，因此exp(2jθt)就成为1，并将被表示为exp(2j(ω-ω′)t)的信号S53输出到振幅/相位解复用电路54。
<振幅/相位解复用电路54>
振幅/相位解复用电路54解复用信号S53的振幅和相位，并将相位差信号S54输出到环路滤波电路55，相位差信号S54指示2(ω-ω′)t为信号S53的相位。
<环路滤波电路55>
通常，利用含有单码元延迟电路的积分环路，环路滤波电路55进行环路滤波处理。当TMCC检测信号S106a产生时，环路滤波电路55在其积分环路处接收作为其输入12码元前的数据作为其输入，相关积分环路变为12码元前的状态。
图8示出环路滤波电路55的结构图。
如图8所示，环路滤波电路55包括放大电路70和71、上升沿检测电路72、切换电路73、加法电路74、相位调节电路75、单码元延迟电路76、12码元延迟电路77以及加法电路78。
本发明的权利要求1、3和7与图8的部件之间的对应关系如下。单码元延迟电路76对应于本发明的第一延迟电路，加法电路74对应于本发明的第一加法电路，12码元延迟电路77对应于本发明的第三延迟电路，切换电路73对应于本发明的选择电路，加法电路78对应于本发明的第二加法电路。
此外，切换电路73、加法电路74、相位调节电路75以及单码元延迟电路76构成本发明的第一积分环路。
放大电路70将从图7所示的振幅/相位解复用电路54输入的相位差信号S54放大K倍并将放大的相位差信号S70输出到加法电路78。
放大电路71将从图7所示的振幅/相位解复用电路54输入的相位差信号S54放大K倍并将放大的相位差信号S71输出到加法电路74。
上升沿检测电路72检测从图6所示的同步信号检测器106输出的TMCC检测信号S106a的上升沿，并在检测相关上升沿时刻将用于产生脉冲的切换信号S72输出到切换电路73。
当不产生切换信号S72中的脉冲时，切换电路73将开关连接到单码元延迟电路76一侧，并从单码元延迟电路76将相位差信号S76作为相位差信号S73输出到加法电路74。
此外，当切换信号S72中产生脉冲时，切换电路73在一个采样长的时间将开关连接到12码元延迟电路77一侧，并将相位差信号S77作为相位差信号S73从12码元延迟电路77输出到加法电路74。
在此，在BPSK调制中，一个码元包括两个采样值。
加法电路74将来自切换电路73的相位差信号S73与来自放大电路71的相位差信号S71相加来计算相位差信号S74，并将相位差信号S74输出到相位调节电路75。
相位调节电路75产生信号S75，信号S75的相位为将来自加法电路74的信号S74的相位除以2π获得的余数。相位调节电路75将信号S75输出到单码元延迟电路76和加法电路78。这样就可以将在0至2π范围内指示相位值的信号S75输出到单码元延迟电路76和加法电路78。
单码元延迟电路76将相位差信号S76输出到切换电路73，相位差信号S76是将来自相位调节电路75的相位差信号S75恰好延迟一个码元的时间获得的。
12码元延迟电路77将相位差信号S76输出到切换电路73，相位差信号S76是将相位调节电路75产生的相位差信号S75恰好延迟12个码元的时间获得的。
相位差信号S55是将来自放大电路70的相位差信号S70与来自相位调节电路75的相位差信号S75相加获得的，加法电路78将相位差信号S55输出到图7所示的NCO电路56。
以下将说明图8所示的环路滤波电路55。
在环路滤波电路55中，当在图6所示的同步信号检测器106中未检测到TMCC信号的期间内，在上升沿检测电路72中就检测不到TMCC检测信号S106a的上升沿，因此，不产生切换信号S72中的脉冲。为此，将切换电路73的开关连接到单码元延迟电路76一侧，并且形成了由单码元延迟电路76、加法电路74以及相位调节电路75构成的积分环路。然后，相关积分环路对来自放大电路71的相位差信号S71进行滤波，并据此将相位差信号S75输出到加法电路78。接着，加法电路78将相位差信号S70与相位差信号S75相加并将由此获得的相位差信号S55输出到图7所示的NCO电路56。
此后，当在图6所示的同步信号检测器106处检测到TMCC信号时，在上升沿检测电路72检测到TMCC检测信号S106a，并且如图9所示，产生了切换信号S72中的脉冲。由此，在一个采样长的时间，切换电路73的开关被连接到12码元延迟电路77一侧，并且如图9B和9C所示，在tA时刻，12码元前的数据被输入到积分环路，同时，相位差信号S77被用作相位差信号S73。然后，积分环路对相关输入相位差信号S77进行滤波并据此将相位差信号S75输出到加法电路78。接着，加法电路78将相位差信号S70与相位差信号S75相加，并作为其结果，将相位差信号S55输出到图7所示的NCO电路56。
<NCO电路56>
图10示出图7所示的NCO电路56的结构图。
如图10所示，例如，NCO电路56具有放大电路80、上升沿检测电路81、加法电路82、12码元延迟电路83、单码元延迟电路84、切换电路85、加法电路86、相位调节电路87以及复指数函数运算电路88。
在此，图10所示的部件与本发明的权利要求1和权利要求3所述的部件之间的对应关系如下。单码元延迟电路76对应于本发明的第二延迟电路，加法电路74对应于本发明的第一加法电路，12码元延迟电路77对应于本发明的第三延迟电路，切换电路73对应于本发明的选择电路，以及加法电路78对应于本发明的第二加法电路。
此外，以下为图10所示的各部件与本发明的权利要求9所述的部件之间的对应关系。加法电路86对应于本发明的第一加法电路，单码元延迟电路84对应于本发明的第一延迟电路，放大电路80对应于本发明的放大电路，加法电路82对应于本发明的第二加法电路，12码元延迟电路83对应于本发明的第二延迟电路，以及切换电路85对应于本发明的选择电路。
此外，单码元延迟电路84、切换电路85、加法电路86以及相位调节电路87构成本发明的第二积分环路。
放大电路80将由图7所示的环路滤波电路55产生的相位差信号S55放大24倍以产生相位差信号S80，并将相位差信号S80输出到加法电路82。
此时，相位差信号S55指示有一个采样的相位超前，并且相位差信号S80指示24个采样(12个码元)之后的相位。
加法电路82将来自放大电路80的相位差信号S80与来自相位调节电路87的相位差信号S87相加以产生相位信号S82，并将相位信号S82输出到12码元延迟电路83。
上升沿检测电路81检测图6所示的同步信号检测器106产生的TMCC检测信号S106a的上升沿，并在检测到相关上升沿时刻将用于产生脉冲的切换信号S81输出到切换电路85。
12码元延迟电路83将相位信号S83输出到切换电路85，相位信号S83是将加法电路82产生的相位信号S82恰好延迟12个码元的时间获得的。
单码元延迟电路84将相位信号S84输出到切换电路85，相位信号S84是将相位调节电路87产生的相位信号S87恰好延迟一个码元的时间获得的。
当未在切换信号S81中产生脉冲时，切换电路85将开关连接到单码元延迟电路84一侧，并将来自单码元延迟电路84的相位信号S84输出到加法电路86作为相位信号S85。
此外，当产生切换信号S81中的脉冲时，在恰好一个采样的时间，切换电路85将开关连接到12码元延迟电路83一侧，并将来自12码元延迟电路83的相位信号S83作为相位信号S85输出到加法电路86。
加法电路86将来自切换电路85的相位信号S85与来自环路滤波电路55的相位差信号S55相加，以计算相位信号S86并将相位信号S86输出到相位调节电路87。
相位调节电路87产生相位信号S87，相位信号S87指示的相位为将加法电路86产生的相位信号S86指示的相位除以2π获得的余数，并将其输出到单码元延迟电路84、加法电路82以及复指数函数运算电路88。这样，在0至2π范围内指示相示的相位信号S87被输出到加法电路82、单码元延迟电路84以及复指数函数运算电路88。
当相位信号S87指示相位为ωt时，复指数函数运算电路88产生信号S56，信号S56指示复指数函数exp(jωt)，复指数函数运算电路88将信号S56输出到图7所示的延迟电路57。
当NCO电路56处于未锁定状态时，信号S56指示exp(jω′t)，而当NCO电路56处于锁定状态时，信号S56指示exp(jωt)。
以下将说明图10所示的NCO电路的工作过程。
在NCO电路56中，在图6所示的同步信号检测器106中未检测到TMCC信号的期间内，在上升沿检测电路81中检测不到TMCC检测信号S106a的上升沿，并且不会产生切换信号S81中的脉冲。为此，切换电路85的开关被连接到单码元延迟电路84一侧，并因此形成了由单码元延迟电路84、加法电路86以及相位调节电路87构成的积分环路。因此，积分环路对来自图7所示的环路滤波电路55的相位差信号S55进行滤波，并据此将相位信号S87输出到复指数函数运算电路88。然后，利用复指数函数，复指数函数运算电路88产生表示相位信号S87的信号S56，并将信号S56输出到图7所示的延迟电路57。
此后，当在图6所示的同步信号检测器106检测TMCC时，就在上升沿检测电路81检测TMCC检测信号S106a的上升沿，并且产生切换信号S81中的脉冲。这样，在一个采样时间内，切换电路85的开关被连接到12码元延迟电路83一侧，通过这样做，利用单码元延迟电路84、加法电路86以及相位调节电路87，将在当前相位24一个采样之前的相位输入到积分环路(相位环路)，并且产生相位信号S87，相位信号S87指示其被24个采样前的输入锁定的当前相位。然后，利用复指数函数，复指数函数运算电路88产生被表示为相位信号S87的信号S56并将信号S56输出到图7所示的延迟电路57。
<单码元延迟电路57>
单码元延迟电路57通过将从NCO电路56输入的信号恰好延迟一个码元时间，产生信号S57并将信号S57输出到平方计算电路51和共轭复数计算电路58。
<共轭复数计算电路58>
共轭复数计算电路58接收作为其输入信号的信号S57、计算其共轭复数并根据相应的计算结果将信号S58输出到复数乘法电路59。
请注意，如上所述，接收信号S97被表示为exp(j(θ+ωt)，当图7所示的科斯塔斯锁相环电路40处于锁定状态时，信号S57被表示为exp(jωt)。因此，由共轭复数计算电路58输出到复数乘法电路59的信号S58被表示为exp(-jωt)。
<复数乘法电路59>
复数乘法电路59将接收信号S97与由共轭指数计算电路58产生的信号S58进行复数乘法运算，以产生载波再现接收信号S98，并将接收信号S98输出到图6所示的解调器99。
请注意，如上所述，当图7所示的科斯塔斯锁相环电路40处于锁定状态时，信号S58被表示为exp(-jωt)，接收信号S97被表示为exp(j(θ+ωt)，因此，接收信号S98被表示为exp(jθ)，即接收信号S98成为被表示为exp(jθ)的信号，exp(jθ)是由被表示为exp(j(θ+ωt)、含有相位误差ωt的接收信号S97通过消除相位误差ωt获得的。
以下将说明图7所示的载波再现器98的工作过程。
在载波再现器98中，环路滤波电路55对指示2(ω-ω′)的相位差信号S54进行滤波以产生相位差信号S55。
接着，NCO电路56加上由相位差信号S55指示的相位以产生具有加上相位的信号S56。
接着，单码元延迟电路57产生信号S57，信号S57是将信号S56恰好延迟一个码元获得的，单码元延迟电路57将信号S57输出到平方计算电路51和共轭复数计算电路58。
接着，平方计算电路51计算信号S57的平方并将指示相关计算结果的信号S51输出到共轭复数计算电路52。
接着，共轭复数计算电路52计算信号S51的共轭复数并将指示相关计算结果的信号S52输出到复数乘法电路53。
此外，平方计算电路50计算接收信号S97的平方并将指示相关计算结果的信号S50输出到复数乘法电路53。
接着，复数乘法电路53将信号S50与信号S52相乘并将指示相乘结果的信号S53输出到振幅/相位解调电路54。
在科斯塔斯锁相环电路40中，在未锁定状态情况下，ω变得不等于ω′，并且相位差信号S54具有不等于0的值，而在锁定状态情况下，ω变得等于ω′，并且相位差信号S54变成0。
当科斯塔斯锁相环电路40变成锁定状态时，信号S58被表示为exp(-jωt)，因此，在复数乘法电路59中，指示接收信号S97的复数乘法结果的信号S98被表示为exp(j(θ+ωt))，而信号S58被表示为exp(jθ)，同时获得了消除了相位误差的信号。
在载波再现器98中，当在TMCC检测信号S106a中不产生脉冲时(即未检测到TMCC信号时)，利用含有单码元延迟电路76和84的积分环路，图8所示的环路滤波电路55和图10所示的NCO电路56进行处理，而当在TMCC检测信号S106中产生脉冲时(即检测到TMCC信号)，如上所述，图8所示的环路滤波电路55的积分环路和图10所示的NC0电路56被转换到12码元之前的状态。
为此，即使在存在从载波再现器98开始输入包含在接收信号S97内的TMCC信号开始到在TMCC检测信号S106a中产生脉冲为止的约12码元时长的时间延迟的情况下，仍可以有效抑制从TMCC信号连续的利用非BPSK调制方式调制的信号作为噪声混入积分环路。结果，可以缩短积分环路的收敛时间，并且使高灵敏、高精度的载波再现成为可能。
图11示出将使用环路滤波电路55和NCO电路56的情况的特性(实线)与使用不具有通常的校正功能的环路滤波电路和NCO电路的情况的特性(点线)进行比较的曲线图，其中横坐标表示时间。
请注意，载波再现器98停止或开始载波再现处理受未示出的控制电路控制，因此可以不对TMCC信号和色同步信号之外的信号进行处理。根据解调方式确定信号S107指示的调制方式，在时隙数据单元中，解调器99对载波再现器98输入的接收信号S98进行解调并将解调信号S99输出到维特比/网格解码器101。根据从解调方式确定器107输入的解调方式确定信号S107指示的解调方式，在时隙数据单元中，维特比/网格解码器101对由解调器99输入的解调信号S99选择维特比解码方式和网格解码方式之一进行解码，并由此产生解码信号S101。
具体地，当解调方式确定信号S107指示的解调方式为BPSK和QPSK之一时，维特比/网格解码器101对解调信号S99进行维特比解码以产生解码信号S101。此时，通过利用如从被维特比解码的比特数据开始连续的144比特的比特数据，维特比/网格解码器101对解调信号S99进行维特比解码。请注意，所述的144比特只是个例子。例如，还可以使用128比特的比特数据。
此外，当解调方式确定信号S107指示的解调方式为8PSK时，维特比/网格解码器101对解调信号S99进行网格解码。例如，同步信号检测器106检测包含在解码信号S101中的帧同步信号TAB1的同步字W1并将指示检测到相关同步字W1的同步检测信号S106a输出到解调方式确定器107、TMCC检测器108以及存储控制单元112。
此外，当检测同步字W1时，同步信号检测器106规定接着检测超帧同步信号TAB2的定时，同步信号检测器106检测超帧同步信号TAB2在相关规定时限指示同步字W2和W3中的哪一个，并将指示相关检测结果的同步检测信号S106b输出到解调方式确定器107、TMCC检测器108以及存储控制单元112。
在此，如上所述，超帧同步信号TAB2在超帧中的头部帧FL1中指示同步字W2。它在除帧FL1外的帧FL2至FL8中指示W3。因此，通过检测同步字W2，可以获得超帧的头部帧FL1被输入时的定时。
此外，在同步字W2和W3被检测到(TMCC信号被检测)或上升时，同步信号检测器106将用于产生脉冲的TMCC检测信号S106a输出到载波再现器98。
此外，如图12B所述，开始同步搜索之后，在t1时，同步信号检测器106检测超帧SFL0的帧FL8的同步字W1，然后，在t2、t3和t4时，顺序检测超帧SFL1、SFL2和SFL3的同步字W2，并将指示相关检测的同步检测信号S106b输出到解调方式确定器107和存储控制单元112。
请注意，在图12中，尽管未示出，但是，同步信号检测器106还对由超帧SFL1、SFL2、SFL3和SFL4组成的帧的帧同步信号TAB1的同步字W1进行检测。根据来自同步信号检测器106的同步检测信号S106b和来自Reed-Solomon解码器105的TMCC信号S105(此后作说明)，解调方式确定器107确定将在解调器99和维特比/网格解码器101的处理过程中采用的解调方式(如下所述)，并将指示相关确定解调方式的解调方式确定信号S107输出到解调器99和维特比/网格解码器101。
即如图12C所示，当同步检测信号S106b指示在时刻t1检测到同步字W1时，解调方式确定器107确定BPSK为帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号的解调方式，直到此后同步检测信号S106b指示检测到三次同步字W2为止，即直到时刻t4为止，而将如由外部输入的解调方式设置信号S105指示的8PSK确定为主信号的解调方式，并将指示相关确定解调方式的解调方式确定信号S107输出到解调器99和维特比/网格解码器101。
由于在同步检测信号S106指示检测到三次同步字W2之前不能获得与将在解调器99和维特比/网格解码器101中处理的超帧SFL对应的TMCC信号S105，所以，这样由于选择8PSK为主信号的解调方式的几率最高，解调方式确定器107将8PSK作为主信号的解调方式。在解调器99和维特比/网格解码器101中就可以高几率正确处理主信号。
此外，紧跟在超帧同步信号TAB2之后的时隙数据的主信号被用8PSK方式调制的几率接近100％。此外，紧跟在超帧同步信号TAB2之后的时隙数据的调制结果在维特比/网格解码器101中被用于对帧同步信号TAB1、TMCC信号以及超帧同步信号TAB2进行维特比解码。
因此，即使在还没有获得对应的TMCC信号S105的情况下，也可以正确地对帧同步信号TAB1、TMCC信号以及超帧同步信号TAB2进行维特比解码。
请注意，虽然解调方式确定器107不利用从外部输入的解调方式设置信号S150也可以很好地确定主信号的解调方式，但是可以在同步检测信号S106b指示检测到三次同步字W2之前使用事先确定预定的解调方式。
此外，如图12C所示，在完成对同步字W2的三次检测时的时刻t4之后，解调方式确定器107将BPSK确定为帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号的解调方式，而解调方式确定器107按照是否根据选择性存储的TMCC信息正确地对TMCC信号S105进行Reed-Solomon解码(以下将做说明)来确定每个时隙数据的主信号的解调方式，并将指示相关确定解调方式的解调方式确定信号S107输出到解调器99和维特比/网格解码器101。
这是因为在同步检测信号S106b指示三次检测到同步字W2之后，已经获得了与要在解调器99和维特比/网格解码器101处理的超帧SFL对应的TMCC信号S105。
原则上，根据包含在相关的超帧SFL之前两帧的超帧SFL中的TMCC信号S105表示的TMCC信息，解调方式确定器107确定将在解调器99和维特比/网格解码器101进行处理的超帧SFL的主信号的解调方式。
请注意，当没有正确地对从要在解调器99和维特比/网格解码器101中处理的超帧SFL之前两帧的超帧SFL获得的TMCC信号S105进行Reed-Solomon解码时，则解调方式确定器107使用此前被正确进行Reed-Solomon解码并被选择(存储)的TMCC信息。
以下将说明在解调方式确定器107中选择(存储)TMCC信息的过程。
图13示出在解调方式确定器107中对处理TMCC信息进行选择的流程图。
步骤S1通过进行步骤S5的处理过程，在同步检测信号S106b指示同步字W2之前，解调方式确定器107丢弃由TMCC信号S105表示的TMCC信息，而当同步检测信号S106b指示检测到同步字W2时，解调方式确定器107进行步骤S2的处理。
步骤S2当判定在Reed-Solomon解码器105没有对TMCC信号S105进行正确Reed-Solomon解码时，解调方式确定器107进行步骤S3的处理，而当判定在Reed-Solomon解码器105对TMCC信号S105进行了正确Reed-Solomon解码时，解调方式确定器107进行步骤S4的处理。
步骤S3解调方式确定器107判定被正确Reed-Solomon解码的TMCC信号S105的TMCC信息是否被选择并被存储一次或多次，并且判定它在什么地方被选择并被存储一次或多次，进行步骤S5的处理并丢弃由TMCC信号S105表示的TMCC信息，当判定它是第一次被输入时，就进行步骤S4的处理。
步骤S4当TMCC信号S105没有被正确Reed-Solomon解码时并且被正确Reed-Solomon解码的TMCC信息一次也未被选择和存储时，解调方式确定器107选择并存储由TMCC信号S105表示的TMCC信息。
此外，当相关TMCC信号S105被正确Reed-Solomon解码时，解调方式确定器107选择并存储由TMCC信号S105表示的TMCC信息。缓冲存储器102为去交织存储器并具有至少可以存储两个超帧SFL的存储能力。在本实施例中，其存储容量为218字节。
此外，根据来自存储控制单元112的控制信号S112，在解码的信号S101中，缓冲存储器102仅写入图4所示的主信号，并读取相关的已写入的主信号部分作为时隙数据S102，以释放由图1所示的交织器5完成的交织。此时，在时隙数据S102的头部字节中，插入MPEG使用的同步字，时隙数据S102由MPEG使用的同步字和主信号部分的204个字节组成。存储控制单元112产生用于控制缓冲存储器102的写入与读取操作的控制信号S112并将此控制信号S112输出到缓冲存储器102。
具体地，存储控制单元112具有用于根据同步检测信号S106b对缓冲存储器102进行写入控制的写入计数器和用于根据相关写入计数器产生的定时信号对缓冲存储器102进行读取控制的读取计数器。对于除头部字节之外的时隙数据S102，以超帧为单位，能量逆扩散器103进行与图1所示的能量扩散器4进行的处理相反的处理。能量逆扩散器103将处理的时隙数据S103输出到Reed-Solomon解码器104。Reed-Solomon解码器104对时隙数据S103进行Reed-Solomon(204、188)解码并将相关的解码结果作为时隙数据S104输出到后面的MPEG解码器。在表示检测到同步字W3的同步检测信号S106b规定的定时，TMCC检测器108检测并提取包含在解码信号S101中的TMCC信号，并将相关的提取的TMCC信号作为TMCC信号S108输出到能量逆扩散器109。
能量逆扩散器109对TMCC信号S108进行与图1所示的能量扩散器9进行的处理相反的处理并将处理的TMCC信号S109输出到Reed-Solomon解码器105。Reed-Solomon解码器105以超帧SFL为单位对TMCC信号S109进行Reed-Solomon(64、48)解码，并将相关的解码的结果作为TMCC信号S105输出到解调方式确定器107。
以下将说明图6所示的广播卫星接收机100的运行过程。
广播卫星接收机首先进行以下说明的第一步操作，然后连续进行第二步操作。在从同步信号检测器106输出的同步检测信号S106b表示检测到三次同步字W2之前，即当尚未获得与将在解调器99和维特比/网格解码器101处理的超帧SFL对应的TMCC信号S105时，进行相关的第一步操作。
首先，广播卫星接收机100通过广播卫星在其天线接收图5所示的传输信号S10作为接收信号S97，并将接收信号S97输出到载波再现器98。
此外，将由同步信号检测器106产生的TMCC检测信号S106a输出到载波再现器98。
接着，载波再现器98利用接收信号S97和TMCC检测信号S106a进行载波再现处理并将载波再现接收信号S98输出到解调器99。
然后，直到由同步信号检测器106产生的同步检测信号S106b指示检测到三次同步字W2为止，即直到图7所示的t4为止，根据解调方式确定信号S107，解调器99对包含在接收信号S98中的帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2、以及TMCC信号进行BPSK解调。此外，当根据解调方式确定信号S107选择8PSK为主信号的解调方式的几率最高时，解调器99对包含在接收信号S98中的主信号进行8PSK解调。然后，解调器99将解调信号S99输出到维特比/网格解码器101。
接着，直到由同步信号检测器106输出的同步检测信号S106b指示检测到三次同步字W2为止，根据解调方式确定信号S107，维特比/网格解码器101对包含在解调信号S99中的帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号进行维持比解码。此外，根据解调方式确定信号S107，维特比/网格解码器101对包含在解调信号S99中的主信号进行网格解码。然后，维特比/网格解码器101将解码信号S101输出到缓冲存储器102、同步信号检测器106以及TMCC解码器108。
接着，在缓冲存储器102、能量逆扩散器103和Reed-Solomon解码器104中的处理过程，在TMCC检测器108、能量逆扩散器109和Reed-Solomon解码器105中的处理过程以及在同步信号检测器106中的处理过程是并行进行的。
即，根据控制信号S112，将包含在解码信号S101中的主信号写入缓冲存储器102，并将相关的写入信号读出作为时隙数据S102以释放交织并输出到能量逆扩散器103。
接着，时隙数据S102在能量逆扩散器103中进行能量逆扩散处理并作为时隙数据S103被输出到Reed-Solomon解码器104。
接着，时隙数据S103在Reed-Solomon解码器104中进行Reed-Solomon解码并作为时隙数据S104输出到后面的MPEG解码器。
此外，与上述的处理并行，TMCC解码器108对包含在解码信号S101中的TMCC信号进行解码，并将相关的解码TMCC信号S108输出到能量逆扩散器109。
接着，TMCC信号S108在能量逆扩散器109进行能量逆扩散处理并作为TMCC信号S109输出到Reed-Solomon解码器105。
接着，TMCC信号S109在Reed-Solomon解码器105进行Reed-Solomon解码并被作为TMCC信号S105输出到解调方式确定器107。
此外，在进行上述处理的同时，同步信号检测器106检测由包含在解码信号S101中的帧同步信号TAB1和超帧同步信号TAB2指示的同步字，并将指示相关检测的同步检测信号S106b输出到解调方式确定器107、TMCC检测器108以及存储控制单元112。
然后，直到同步检测信号S106b指示检测三次同步字为止，即直到图7所示的时刻t4的期间内，解调方式确定器107确定对帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号的解调方式为BPSK，同时确定由如外部输入的解调方式设置信号S105指示的8PSK作为主信号的解调方式，并将指示相关的被确定的解调方式的解调方式确定信号S107输出到解调器99和维特比/网格解码器101。此后，当由同步信号检测器106输出的同步检测信号S106b指示三次检测到同步字W2时，即，当获得与将在解调器99和维特比/网格解码器101处理的超帧SFL对应的TMCC信号S105时，与上述的第一步操作连续进行后面的第二步操作。
首先，与第一步操作相同，广播卫星接收机100通过卫星在其天线接收图5所示的传输信号S10作为接收信号S97，并将接收信号S97输出到载波再现器98。
此外，将同步信号检测器106产生的TMCC检测信号S106a输出到载波再现器98。
接着，载波再现器98利用接收信号S97和TMCC检测信号S106进行载波再现处理并将载波再现的接收信号S98输出到解调器99。
接着，与第一步操作相同，根据解调方式确定信号S107，解调器99对包含在接收信号S98中的帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号进行BPSK解调。
此外，根据解调方式确定信号S107，利用由经过上述图8所示的处理并存储在解调方式确定器107中的TMCC信息对各时隙数据指示的解调方式，解调器99对包含在接收信号S98中的主信号进行解调。此时，原则上，通过利用包含在将在解调器99解调的接收信号S98的超帧SFL两帧之前的超帧SFL中的TMCC信息，就确定了由解调方式确定信号S107指示的主信号的解调方式。
接着，在同步信号检测器106输出的同步检测信号S106b指示三次检测到同步字W2之后，根据解调方式确定信号S107，维特比/网格解码器101对包含在解调信号S99中的帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号进行维特比解码。此外，根据在解调方式确定器107根据TMCC信号S105产生的解调方式确定信号S107，维特比/网格解码器101从对包含在解调信号S989中的主信号进行维特比解码和网格解码中选择一种解码方式并进行解码。
接着，维特比/网格解码器101将解码信号S101输出到缓冲存储器102、同步信号解码器106以及TMCC检测器108。
此后，与第一步操作的情况相同，在缓冲存储器102、能量逆扩散器103、Reed-Solomon解码器104、TMCC检测器108、能量逆扩散器109、Reed-Solomon解码器105以及同步信号检测器106中进行处理。
此外，当同步检测信号S106b指示三次检测到同步字W2时，即图7所示的t4后，解调方式确定器107将BPSK确定为帧同步信号TAB1、超帧同步信号TAB2以及TMCC信号的解调方式，同时根据对每个时隙数据进行的图8所示流程图的处理过程，将与存储的TMCC信息指示的调制方式对应的解调方式确定为主信号的解调方式，并将指示相关确定解调方式的解调方式确定信号S107输出到解调器99和维特比/网格解码器101。
如上所述，根据广播卫星接收机100，当在同步信号检测器106检测TMCC信号时，即使载波再现器98作为输入已经接收到不是包含在接收信号S97内的TMCC信号的信号，但是，可以将载波再现器98的内部状态切换到正在输入TMCC信号的状态。由于此原因，可以避免载波再现器98处理非BPSK调制方式调制的信号并可以避免将噪声混入载波再现环路(同步环路)。结果，可以提高载波再现器98的载波再现环路的收敛速度，同时，可以改善载波再现的精度以及广播卫星接收机的性能。
本发明并不局限于本实施例。
例如，在实施例中，示例情况是对接收信号S97进行BPSK调制，但也可以用其它调制方式调制接收信号S97，例如正交PSK(QPSK)方式。请注意，当利用QPSK调制接收信号S97时，上述s变成4，并且图8和图10所示的12码元延迟电路77和83将输入信号延迟恰好时间的48(=12×4)码元值并输出该信号。
此外，在实施例中，用从载波再现器98开始输入包含在接收信号S97中的TMCC信号时到在TMCC检测信号S106a中产生脉冲时的时间的12码元长的时间延迟的情况作为例子，但是相关的延迟时间没有特定限制。
如上所述，根据本发明的载波再现电路，可以高速、高精度完成载波再现。
此外，根据本发明的接收机，可以高速、高精度处理接收信号。
此外，根据本发明的环路滤波电路和振荡电路，例如，在载波再现电路中使用它们可以提高这些电路的速度和精度。
权利要求
1.一种用于根据码元类型通过利用同步环路进行处理再现被调制成在载波中产生变化的输入信号的载波的载波再现电路，该载波再现电路包括差分检测电路，用于检测所述输入信号与所述同步环路中反馈的信号之间的差值以产生第一信号；环路滤波电路，用于利用含有第一延迟电路的第一积分环路对所述第一信号进行处理以产生第二信号，第一延迟电路给出n(n为自然数)个码元的延迟，并根据切换信号将m(m为自然数)个码元前的第一信号输入到所述第一积分环路；振荡电路，用于将振荡信号反馈到所述差分检测电路，并根据所述切换信号将所述第二积分环路转换到保持m码元前的所述第二信号的状态，该振荡信号是利用通过含有第二延迟电路的第二积分环路产生的第二信号来产生的，第二延迟电路产生n码元的延迟；以及信号产生电路，用于利用所述输入信号和所述振荡信号产生载波再现信号。
2.根据权利要求1所述的载波再现电路，其中所述输入信号为根据码元类型调制成改变载波相位的信号；所述差分检测电路产生所述第一信号，所述第一信号指示所述输入信号与在所述同步环路中反馈的信号之间的相位差；所述载波再现电路进一步具有乘法电路，该乘法电路对反馈的所述信号与所述输入信号进行乘法运算以产生载波再现信号。
3.根据权利要求1所述的载波再现电路，其中所述环路滤波电路具有第一加法电路，用于将所述第一信号与第三信号相加并将结果输出到所述第一延迟电路；第三延迟电路，用于将所述第一加法电路的输出恰好延迟m码元；选择电路，用于根据所述切换信号选择所述第一延迟电路的输出与所述第三延迟电路的输出之一，并将结果作为所述第三信号输出到所述第一加法电路；以及第二加法电路，用于将所述第一信号与所述第一加法电路的输出相加以计算所述第二信号。
4.根据权利要求1所述的载波再现电路，其中所述振荡电路具有第一加法电路，用于将所述第一信号与第三信号相加并将结果输出到所述第二延迟电路；放大电路，当单个码元可以表示s个状态数目时，用于将所述第一信号放大m×s倍；第二加法电路，用于将所述第一加法电路的输出与所述放大电路的输出相加；第三延迟电路，用于将所述第二加法电路的输出恰好延迟m个码元；以及选择电路，用于根据所述切换信号选择所述第二延迟电路的输出与所述第三延迟电路的输出之一，并将其作为所述第三信号输出到所述第一加法电路。
5.一种用于处理含有主信号和调制方式指示信号的接收信号的接收机，其中利用根据码元类型从多种调制方式中选择的调制方式对该主信号进行调制以改变载波，调制方式指示信号指示所述主信号的调制方式并利用事先确定的调制方式进行调制，该接收机包括载波再现电路，用于利用同步环路对包含在所述接收信号中的所述调制方式指示信号进行处理以再现载波；解调电路，用于利用指示的解调方式对所述载波再现的接收信号进行解调；信号检测电路，用于检测包含在所述解调接收信号中的所述调制方式指示信号，并将指示相关的检测定时的检测信号输出到所述载波再现电路；以及解调方式确定电路，用于向所述解调电路指示与由所述检测的调制方式指示信号指示的调制方式相对应的解调方式；其中所述载波再现电路具有差分检测电路，用于检测所述输入信号与在所述同步环路中反馈的信号之间的差值以产生第一信号；环路滤波电路，用于利用含有第一延迟电路的第一积分电路对所述第一信号进行处理以产生第二信号，该第一延迟电路产生n(n为自然数)个码元的延迟，并根据切换信号将m(m为自然数)个码元前的所述第一信号输入到所述第一积分环路；振荡电路，用于将振荡信号反馈到所述差分检测电路，并根据所述切换信号将所述第二积分环路转换到保持m个码元前的所述第二信号的状态，该振荡信号是通过利用含有第二延迟电路的第二积分环路产生的，第二延迟电路产生n个码元的延迟；以及信号产生电路，用于利用所述输入信号和所述振荡信号产生载波再现信号。
6.根据权利要求5所述的接收机，其中所述接收信号为根据多种类型码元被调制成改变载波相位的信号；所述差分检测电路产生指示所述接收信号与在所述同步环路反馈的信号之间的相位差的所述第一信号；以及所述载波再现电路进一步具有乘法电路，该乘法电路对所述反馈信号和所述输入信号进行乘法运算以产生载波再现信号。
7.一种环路滤波电路，包括第一加法电路，用于将第一信号与第二信号相加；第一延迟电路，用于将所述第一加法电路的输出恰好延迟n(n为自然数)个码元；第二延迟电路，用于将所述第一加法电路恰好延迟m(m为自然数)个码元；选择电路，用于根据切换信号选择所述第一延迟电路的输出与所述第二延迟电路输出之一，并将其作为所述第二信号输出到所述第一加法电路；以及第二加法电路，用于将所述第一信号与所述第一加法电路的输出相加以计算所述第二信号。
8.根据权利要求7所述的环路滤波电路，其中该电路被用于载波再现电路中，通过利用同步环路进行处理，该载波再现电路根据码元类型再现被调制成载波相位的输入信号的载波；所述第一信号为指示相位的信号。
9.一种用于载波再现电路的振荡电路，通过利用同步环路进行处理，该载波再现电路再现根据码元类型被调制成改变载波相位的输入信号的载波，该振荡电路包括第一加法电路，用于将输入相位差信号与相位信号相加以产生载波相位再现信号；第一延迟电路，用于将所述第一加法电路的输出恰好延迟n(n为自然数)个码元；放大电路，当单个码元可以表示s个状态数时，用于将所述相位差信号放大m×s倍(m为自然数)。第二加法电路，用于将所述第一加法电路的输出与所述放大电路的输出相加；第二延迟电路，用于将所述第二加法电路的输出恰好延迟m个码元；以及选择电路，用于根据所述切换信号选择所述第一延迟电路的输出与所述第二延迟电路的输出之一，并将其作为相位信号输出到第一加法电路；以及信号产生电路，用于产生具有由所述相位信号指示的相位的振荡信号。
全文摘要
一种载波再现电路,包括:复数乘法电路,通过检测接收信号与在科斯塔斯锁相环电路反馈的信号之间的差值产生第一信号;环路滤波电路,利用含有第一延迟电路的第一积分环路对第一信号进行处理来产生第二信号,该第一延迟电路产生一码元的延迟;以及NCO电路,将利用含有第二延迟电路的第二积分环路对第二信号进行处理产生的信号反馈到复数乘法电路,并根据TMCC检测信号将环路滤波电路和NCO电路转换到12码元前的状态,第二延迟电路给出单码元的延迟,可以实现高速、高精度载波再现接收信号。
文档编号H04L7/00GK1295386SQ00133989
公开日2001年5月16日 申请日期2000年11月6日 优先权日1999年11月5日
发明者山县拓 申请人:索尼公司