扩频瑞克接收机分支内超码片分辨率的样点的合并技术的制作方法

专利名称：扩频瑞克接收机分支内超码片分辨率的样点的合并技术的制作方法
技术领域：
本发明涉及本发明涉及一种用于直接序列扩频码分多址系统的扩频通信设备，在所述直接序列扩频码分多址系统中，每个码元由一个码片率充分大于所述码元的码元率的伪噪声基准序列扩频，所形成的扩频信号调制在一个载波上后通过一个会产生所述已调扩频信号的多路径分量的空中接口发送。
本发明还涉及一种用于直接序列扩频码分多址系统的接收方法。
2．相关技术说明在美国专利No.5,648,983中，揭示了一种所谓的rake(瑞克)接收机，用于直接序列扩频(DSSS)码分多址(CDMA)系统。这种rake接收机就原则上来说是一个匹配滤波器类型的数字码元接收机，包括多个所谓的rake指(rake finger)，用来将接收信号的各延迟拷贝与一个诸如本机产生的伪噪声(PN)序列相关。接收信号是一个数据信号，在频谱上用与在一个发射机内产生的相同的伪噪声序列解扩。这些rake指连接到一个抽头延时线上，这个抽头延时线的相继抽头之间的延迟小于伪噪声序列的一个元的持续时间，这样的元称为码片(chip)。将这些rake指的输出信号加以合并后，就可以从通过多路径信道传播受到不同传播延迟的信号中得到一个相干相加的信号，这个相干相加的信号以需检测码元的码元率转送给一个码元检测器。原则上，所述抽头延时线的总延迟约为这些不同传播延迟的延迟扩展(delay spread)。采样器为抽头延时线提供接收信号的样点，采样是以超码片分辨率(sub-chipresolution)执行的，也就是说采样率大于PN序列的码片率(chiprate)。与rake接收机连接的信道估计器通过利用解卷积(de-convolution)技术以高分辨率估计信道脉冲响应实际上分辨出各个相隔不到一个码片时间间隔的多路径分量。在合并前，这些rake指的输出信号乘以对各路径的信号相位的相应估计，这些估计是由一个相位估计器得到的。这样的rake接收机因此能够分析出各个具有相隔不到基准序列的一个码片的路径分量的多路径信号，但是接收机结构复杂，要有大量的rake指。
在美国专利No.5,818,866中，揭示了一种用于CDMA rake接收机的方法，用来为接收扩频无线电通信系统中发送的消息选择多个传播延迟。这种rake接收机包括若干个接收分支或者说rake指。每个rake指用来接收沿着一条由一个特定的延迟标识的传播路径来的信号，所述延迟是由一个信道估计器估计的。每个指包括一个由一个缓冲存储器、一个复数乘法器和一个加法累加器形成的相关器，缓冲存储器的长度定成可以存储接收信号的一系列样点，而一个缓存器缓存一系列样点的长度与在这个系统中可能的最大延迟扩展(delay spread)相应。在写入模式，缓存器的作用就象移位寄存器，而在读出模式，缓存器从一个与信道估计器所估计的一个延迟相应的地址读出。这个信道估计器包括一个确定接收信号与一个基准PN序列之间相关性的滑动相关器。在这种方法中，一个接收信号以一个大于扩展序列的码片率的采样率采样，使得信道估计器能够以超码片分辨率提供对于相对传播延迟的传播信道响应的复振幅的估计。在这种方法中，各rake指的延迟是分别从一个第一表和一个第二表中选出来的。第一表列有一些与多路径相关峰的中心样点相应的延迟，而第二表列有一些与这些中心样点附近的超过给定选择门限的样点相应的延迟。此外，在这种方法中，如果列在第一表内的延迟数目大于rake接收机的分支的数目，就从第一表中选择一些rake分支的延迟，对于这些延迟所估计的能量是最大的。如果列在第一表内的延迟的数目不够设置所有rake分支内的这些延迟，就从第二表中选择一些所估计的能量超过选择门限的辅助延迟。如美国专利No.5,648,983所述那样，通过将这些rake分支的输出信号相干相加就可以获得所谓的多路径分集增益。在美国专利No.5,818,866揭示的这种方法中，rake分支或者说rake指的数目因此是恒定的，所有分支指派有与接收信号的能量高于给定选择门限的样点相应的延迟。
如在美国专利No.5,648,983和No.5,818,866中所揭示的Rake接收机就是所谓的基带直接序列扩频接收机，通常以集成电路(IC)实现。从成本来看，非常希望使这样的IC的基片面积尽可能小。由于这样的接收机通常是由电池供电的便携式通信收发信机的一部分，因此还希望接收机功耗低，使电池电源不致很快耗尽。
在TIA/EIA暂定标准TIA/EIA/IS-95-A(1995.5)的6-7至6-11、6-17、6-18、6-22至6-26、7-1至7-6、7-16至7-20和7-22至7-24各页中，给出了对于所谓的IS-95移动无线电台和基站运用的要求，以便能够通过无线电接口发送与接收CDMA直接序列扩频信号。在6-7页上，揭示了无线电基站接收的反向CDMA信道。在6-8页上，图6.1.3.1-2示出了反向CDMA信道的结构。在7-2页上，图7.1.3.1-1示出了移动台接收的正向CDMA信道的整体结构。反向CDMA信道包括接入信道和反向业务信道，所有这些信道利用CDMA直接序列CDMA技术共享同一个频率的无线电信道，这样的一个无线电信道具有1.23MHz的带宽。每个业务信道用一个各别的用户长PN码序列识别。在一个反向CDMA信道上发送的数据组合成一系列20ms的帧。所有在反向CDMA信道上的数据，在卷积编码和交织后用64元的正交调制进行调制再加以直接序列扩频后通过一个载波传输。如在图6.1.3.1-2中所看到的那样，直接序列扩频是利用Walsh码片与所述用户长码序列进行模2加法完成的，这样的直接序列扩频继之以利用周期为215个码片的一个同相和一个正交伪噪声序列分别正交扩频。这些扩频的码片经基带滤波后调制到一个载波上。在交织后，代码的码元率是恒定的，在IS-95-A系统中为28,800sps。六个代码码元调制成64个调制码元之一进行传输。如在6-17页上所示，调制码元是利用所谓的Walsh函数产生的64个相互正交波形之一。PN码片率为1.2288Mcps，每个Walsh码片用四个PN码片扩频。长码相对一个移动台来说是唯一的，而Walsh正交调制用来区别以一个给定射频发送的CDMA信道。在正向CDMA信道结构中，规定了一些CDMA代码信道，例如一个领示信道、一个同步信道、一些寻呼信道和一系列正向业务信道，这些代码信道用一个适当的Walsh函数进行正交扩频后再用一对码片率固定为1.2288Mcps的正交PN序列进行直接序列扩频。正向信道的扩频不同于反向信道。代码信道0通常分配给领示信道，使得移动台能够方便地发现这个领示信道，每2秒出现75个领示信道循环。领示信道是未调制的信道，不同的领示信道用在CDMA系统中一个主时钟内的不同时移来区别。在正向和反向信道上，正交信号映射为载波的四个相位。
在手册“数字通信”(“Digital Communications”,J.G.Proakis,McGraw-Hill Book Company,1989,pp.862-872)中，描述了扩频系统的时间同步，这样的时间同步分成两个阶段一个初始捕获阶段和一个在已经初始获得信号定时后的跟踪阶段。时间同步必须如此精确，使得PN序列的时间同步误差在码片时间间隔的一小部分以内。在863页上，描述了一种建立初始同步用的滑动相关器。在867页上，图8.5.5示出了一种延迟锁定环路，用来进行PN序列跟踪，诸如在868和869页上说明的DLL跟踪。
发明概述本发明的一个目的是提供一种扩频通信设备，这种扩频通信设备以超码片分辨率有效地合并所接收的已调扩频信号的各个多路径分量，更可取的是使接收信号中的信噪比最优化。
本发明的另一个目的是提供一种扩频通信设备，这种扩频通信在以码片分辨率分析出的多路径分量的数目少于其中rake接收机内的rake指的数目时可以节约能源。
本发明的又一个目的是提供一种扩频通信设备，可以有选择地将一些超码片分辨率分析出的多路径分量提供给rake接收机的一些单个rake指。
本发明的又一个目的是估计一个需提供给单个rake指的超码片分辨的多路径分量的平均相位。
按照本发明，提供了一种用于直接序列扩频码分多址系统的扩频通信设备，在直接序列扩频码分多址系统中，每个码元由一个码片率充分大于所述码元的码元率的伪噪声基准序列扩频，所形成的扩频信号调制在一个载波上后通过一个会产生所述已调扩频信号的多路径分量的空中接口发送，所述扩频通信设备包括一个接收所述已调扩频信号的接收机前端装置；一个对所接收的已调扩频信号进行解调的载波解调装置；一个从所述经解调的扩频信号得到一系列样点的采样装置，所述采样装置以一个超过所述码片率的采样率进行采样；一个以一个超码片分辨率从所述样点估计所述多路径分量的信道特性和确定所述信道特性的局部最大值和在一个码片周期内与所述局部最大值相应的样点位置的信道估计器；以及一个与所述信道估计器连接、接收所述样点的rake接收机，所述rake接收机包括多个接收机支路，每个所述接收机支路包括一个根据所确定样点位置对所述样点进行降采样的降采样器，和一个将所述经降采样的样点与一个本机产生的伪噪声基准序列相关从而产生一些相关值的相关装置，所述rake接收机还包括对所述相关值进行加权合并的合并装置，和根据所述经加权合并的相关值判定一个接收码元值的判决装置。
由于将一些超码片分辨的多路径分量(这些多路径分量的延迟相差不到一个码片)在rake接收机的单个分支内合并，因此通常在合并信号信噪比相同的情况下，这种rake接收机具有比已知的rake接收机少的分支。在以集成电路实现本发明的扩频通信设备时，因此可以减小所得到的集成电路的面积。这样的集成电路能够以较低的成本生产。
更可取的是，关断对不用的rake指的供电。
附图简要说明

图1为按照本发明实现的扩频通信设备的方框图。
图2为按照本发明实现的扩频通信设备内的rake接收机的方框图。
图3示出了按照本发明实现rake接收机内的rake指。
图4示出了用于按照本发明实现的rake接收机的伪噪声产生器。
图5为用于按照本发明实现的扩频通信设备的信道估计器的方框图。
图6为在按照本发明实现的扩频通信设备内的超码片分辨的多路径分量的例示图。
图7为用于按照本发明实现的rake接收机的rake指的降采样器的实施例。
图8示出了用于按照本发明实现的扩频通信设备的解扩器。
图9为用于按照本发明实现的rake接收机的rake指的相位估计器的方框图。
优选实试例的说明图1为按照本发明实现的扩频通信设备1的方框图。扩频通信设备1用于直接序列码分多址系统，在直接序列码分多址系统中每个要发送给扩频通信设备1的码元用一个码片率充分大于码元的码元率的伪噪声基准序列扩频后形成一个扩频信号。这样的扩频信号调制在一个载波上，通过一个会产生一些扩频信号多路径分量的空中接口发送。一些扩频系统在这个领域为大家所熟知。一种已知的扩频系统是如在TIA/EIA暂定标准TIA/EIA/IS-95-A中说明的窄带扩频系统。其他扩频系统是当前遵从世界各国标准的宽带扩频系统。扩频通信设备1接收经调制的扩频信号s(t)。在本发明的扩频通信设备1中，接收到的所发送的已调扩频信号s(t)是以超码片分辨率(sub-chip resolution)分析的。扩频通信设备1包括接收机前端装置2，它与接收已调扩频信号s(t)的天线3连接。前端装置2包括对接收信号s(t)进行滤波和放大的前端4，以及呈混频器5与本机振荡器6连接形式的对接收信号s(t)进行解调的载波解调装置。虽然在原则上扩频设备1可以是一个单向设备，只接收信号s(t)，但设备1通常是一个双向通信设备。这样，扩频通信设备1还包括一个示出了其中的功率放大器8的发射机支路7。发射机支路7可以配置成产生如在TIA/EIA暂定标准TIA/EIA/IS-95-A中所说明的那样的扩频信号。混频器5将呈正交基带信号sI(t)和sQ(t)形式的经解调的扩频信号提供给采样装置9，由采样装置9从信号sI(t)和sQ(t)得出一系列样点sI(nTs)和sQ(nTs)，其中t为时间，n为整数，而1/Ts为超过接收信号s(t)的码片率的采样率，码片是对需发送的码元扩频用的伪噪声基准序列的元。扩频通信设备1可以通过将这些样点与本机产生的与用来发送码元的伪噪声基准序列相同的伪噪声序列相关，恢复要发给它的码元或比特。为了执行这样的相关和再将所接收的要发给它的已调信号的多路径分量合并，扩频通信设备1包括一个rake接收机10和一个信道估计器11。信道估计器11以超码片分辨率从样点sI(nTs)和sQ(nTs)估计出要发给它的各个多路径分量的信道特性，将需处理由样点sI(nTs)和sQ(nTs)组成的样点流中的哪些样点的信息提供给rake接收机10的各个支路，这样的信息在图1中用粗箭头示出，将在下文中说明。信道特性由相关结果表示，在一些码片内信道估计器11确定这样的相关结果的局部最大值和相应的样点位置。扩频通信设备1还包括一个码元检测器12和一个与rake接收机10、信道估计器11、码元检测器12连接的处理器13。
图2为按照本发明实现的扩频通信设备1内的rake接收机10的方框图。rake接收机10包括多个接收支路，如为k个rake指，k为一个整数。示出的是rake指20、21、和22。各个rake指1,2,...,k的相应输出信号R1,R2,...,Rk在分集合并器23内分集合并成一个多路径接收分集合并信号S。处理器13可以控制对各个rake指的供电，使得对不用的rake指的供电可以关断。为此，配置了供电控制线p1、p2和p3。粗箭头表示来自信道估计器11的信息，如结合图1所述。这信息包括使提供给rake指20、21和22的伪随机序列与隐含在接收信号s(t)内的伪随机基准序列同步的同步信息。在一个遵从TIA/EIA暂定标准TIA/EIA/IS-95-A的扩频系统中，同步由一个在215个码片后重复的基准序列确定。
图3示出了在按照本发明实现的rake接收机10中的rake指20。rake指20包括一个降采样器30，从信道估计器11接收命令降采样器30从输入样点流sI(nTs)和sQ(nTs)中删除哪些样点的降采样信息DSI，以便以超码片分辨率选择各个多路径分量。rake指20还包括数据解扩器31、本机伪噪声基准信号产生器32、相位估计器33和相干合并器34，数据解扩器33和相位估计器33的输出在相干合并器34内相干合并。这样的相干合并意味着一些超码片分辨的多路径分量在单个rake指20内合并，使得破坏性的相加不会发生。为了相干合并超码片分辨的多路径分量，相位估计器33估计出分配给rake指20的这些超码片分辨的多路径的合并相位。
图4示出了用于按照本发明实现的rake接收机10的rake指的伪噪声产生器32。伪噪声产生器32包括一个提供同相和正交伪随机码PNI和PNQ的伪随机生器40和一个提供一个所谓Walsh代码WLS的Walsh代码产生器41。伪噪声产生器32还提供一个转储信号DMP，用来控制对数据解扩器31和相位估计器33的读出。伪噪声产生器32由信道估计器11同步，以便使本机产生的伪噪声基准序列与在要发给rake接收机10的接收信号中的伪噪声基准序列同步。在给出的这个例子中，rake接收机10可以处理在一个诸如IS-95-A系统之类的窄带DSSS CDMA系统中产生的信号。在IS-95-A系统中，正向和反向信道的信道结构和扩频差别很大。在是一个IS-95-A系统的情况下，本发明只适用于正向信道。根据从信道估计器11接收到的同步信息SY，在rake接收机10中能够以高于一个码片的分辨率分析出各个多路径。伪噪声产生器32可以很方便地修改成使rake接收机能够处理宽带DSSS CDMA信号，正如所属技术领域的专业人员很容易理解的那样。
图5为用于按照本发明实现的扩频通信设备1内的信道估计器11的方框图。信道估计器11包括一个解扩器50和一个与图4中所示的PN代码产生器40类似的PN代码产生器51，用来控制解扩器50，使得只有一个要发给rake接收机10的接收信号才在解扩器50的输出端引起一些相关峰。在解扩后，接收信号的解扩信号在相应的积分器52和53内积分后，在相应的平方装置54和55平方，再在一个加法器56内相加。解扩再相加的样点存储在一个振幅表57内，呈以超码片分辨率的作为PN代码序列的相位的函数的信号振幅的形式。在是一个IS-95-A系统的情况下，PN代码相位是以215倍采样装置9的重复采样因子分之一的分辨率分辨的。振幅表57与一个提供同步信息SY和降采样信息DSI的估计控制器58连接。估计控制器58还控制PN代码产生器51的相位和用确定积分器52和53的转储和复位的控制信号DMP控制积分器52和53的积分周期。估计控制器58控制PN代码产生器51，使振幅表连续地得到更新。估计控制器11对振幅表57进行分析，以超码片分辨率和以一个大于一个码片的分辨率搜索出一些最大值，控制这些rake指。
图6为在按照本发明实现的扩频通信设备1中的超码片分辨的多路径分量的例示图。这个例示图示出了存储在振幅表57内的信息，以每刻度为一个码片CP示出了经解扩、积分和转储的样点的振幅AM与PN代码产生器51的相位PH的曲线。如图6所示，在给定的时间点，高于门限TH的在接收信号中可分析出三个最大值，单个最大值M1和以超码片分辨率分辨的两个局部最大值M2和M3，最大值M1离局部最大值M2和M3大于一个码片。估计控制器58控制rake指，使得最大值M1由一个rake指处理，而最大值M2和M3由另一个rake指处理。那些相隔大于一个码片周期的最大值以提供给这些rake指内的PN产生器的同步信息区别，而那些以超码片分辨率分辩的局部最大值(即相隔不到一个码片周期的)以提供给这些rake指内的降采样器的降采样信息区别。
图7为用于按照本发明实现的rake接收机10的rake指20和其他rake指21和22的降采样器30的实施例。降采样器30从采样装置9接收输入样点流sI(nTs)和sQ(nTs)，以及从信道估计器11接收命令降采样器30处理哪些样点的降采样信息DSI。降采样器30包括一个存储应处理的样点号码的局部表70，这个局部表70由信道估计器11不断更新。降采样器30还包括一个模计数器71和一个比较器72，比较器72将模计数器71的输出与局部表70内的样点号码表项相比较。比较器72控制一个开关73。在模计数器的计数值与局部表70内的一个表项一致时，开关73闭合，从而将输入数据流sI(nTs)和sQ(nTs)转送给数据解扩器31和相位估计器33。模计数器71以每个码片的样点数即以超码片分辨率循环计数。
图8示出了用于按照本发明实现的扩频通信设备1的数据解扩器31。数据解扩器31是一个正交信号解扩器，包括一个有一个第一乘法器80、一个第一合并器81和一个第一积分和转储装置82的同相支路，以及一个有一个第二乘法器83、一个第二合并器84和一个第二积分和转储装置85的正交支路。数据解扩器31还包括一个第三乘法器86和一个第四乘法器87，第三乘法器86交叉连接在数据解扩器31的同相输入端88与第二合并器84的输入端89之间，而第四乘法器87交叉连接在数据解扩器31的正交输入端90与第一合并器81的输入端91之间。Walsh序列WLS与同相伪噪声序列PNI的模2加法合并，WLSPNI，提供给第一乘法器80的输入端92，Walsh序列WLS与反相的同相伪噪声序列PNI的模2加法合并，WLS(-PNI)，提供给第二乘法器83的输入端93，以及Walsh序列WLS与正交伪噪声序列PNQ的模2加法合并，WLSPNQ，提供给相应的第三和第四乘法器86和87的输入端94和95，表示模2加法，即异-或运算。与图5中信道估计器11的解扩器50具有类似的结构，但是只有在数据解扩器31内除了PN代码序列PNI和PNQ还使用Walsh代码，以便选择一个如在TIA/EIA IS-95-A标准中所规定的代码信道。在解扩器31内，经相乘的数据在需由码元检测器12检测的码元的整个一个码元周期上相加。利用控制信号DMP，伪噪声产生器32发出一个码元周期的开始和结束的信号。
图9为用于按照本发明实现的rake接收机10的一个rake指的相位估计器33的方框图。相位估计器33包括一个结构与解扩器50类似的解扩器100，解扩器100的输出端101和102分别与相应的低通滤波器103和104连接。在低通滤波器103和104的相应输出端105和106上可得到同相和正交支路内数据样点的相应相位估计。低通滤波器103和104用来对在相应输出端101和102上的经解扩的信号进行内插，以便降低在所估计的信号中的噪声。因此，在输出端105和106上的经解扩和滤波的信号是超码片分辨的多路径分量相加的相位信号。结果，一个对两个或更多个超码片分辨的多路径分量有效相干解调的rake指将这样的一些多路径分量的估计相加在一起。
鉴于以上说明，对于所属技术领域的专业人员来说，在如下由所附权利要求书所明确的本发明的精神和范围内可以作出的各种修改都是显而易见的，因此本发明并不局限于所给出的这些例子。词“包括”并不排除还存在权利要求中所列以外的其他组成部分或步骤。
权利要求
1．一种用于直接序列扩频码分多址系统的扩频通信设备(1)，在所述直接序列扩频码分多址系统中，每个码元用一个码片率充分大于所述码元的码元率的伪噪声基准序列扩频，所形成的扩频信号调制在一个载波上后通过一个会产生所述已调扩频信号的多路径分量的空中接口发送，所述扩频通信装置(1)包括一个接收所述已调扩频信号(s(t))的接收机前端装置(4)；一个对所接收的已调扩频信号(s(t))解调的载波解调装置(5)；一个从所述经解调的扩频信号(sI(t),sQ(t))中得到一系列样点(sI(nTs),sQ(nTs))的采样装置(9)，所述采样装置(9)的采样率(1/Ts)超过所述码片率；一个以超码片分辨率从所述样点(sI(nTs),sQ(nTs))估计所述多路径分量的信道特性和确定所述信道特性的局部最大值(M1,M2,M3)和在一个码片周期(cp)内与所述局部最大值相应的样点位置的信道估计器(11)；以及一个接收所述样点(sI(nTs),sQ(nTs))、与所述信道估计器(11)连接的rake接收机(10)，所述rake接收机(10)包括多个接收支路，所述接收机支路(20,21,22)各包括一个根据所确定的样点位置对所述样点(sI(nTs),sQ(nTs))进行降采样的降采样器，和一个将经降采样的样点与一个本机产生的伪噪声基准序列(PNI,PNQ,WLS)相关从而产生相关值(R1,R2,…,Rk)的相关装置(31,33,34)，所述rake接收机(10)还包括对所述相关值(R1,R2,…,Rk)进行加权合并的合并装置(23)，和根据经加权合并的相关值决定一个接收码元值的判决装置(12)。
2．一种如在权利要求1中提出的扩频通信设备(1)，所述扩频通信设备(1)还包括独立控制对所述接收支路(20,21,22)的供电的供电控制装置(13)，所述供电控制装置与所述信道估计器(11)连接，断开对信道估计器(11)确定不是局部最大值的接收机支路(20,21,22)的供电。
3．一种如在权利要求1中提出的扩频通信设备(1)，其中所述降采样器(30)包括一个连接在所述接收机支路的输入端与所述相关装置(31)之间的可控开关装置(73)，一个存储一个从所述信道估计器(11)接收的样点号码的次序表的存储装置(70)，对每个码片的样点进行模计数的模计数装置(71)，以及连接在所述模计数装置(71)与所述存储装置(70)之间的比较装置(72)，所述比较装置命令所述开关装置(73)周期地在计数装置(71)的计数值与一个所存储的样点号码符合时闭合。
4．一种如在权利要求1中提出的扩频通信设备(1)，其中所述接收机支路(20)包括一个第一解扩器(31)和一个乘法器(34)，所述第一解扩器(31)连接在所述降采样器与所述乘法器(34)的一个第一输入端之间，而且所述接收机支路(20)还包括一个连接在所述第一解扩器(31)的一个输入端与所述乘法器(34)的一个第二输入端之间的相位估计器(33)，所述相位估计器(33)还与包括在所述rake接收机(10)内的一个PN产生器(32)连接，而所述PN产生器(32)提供所述本机伪噪声序列(PNI,PNQ,WLS)。
5．一种如在权利要求4中提出的扩频通信设备(1)，其中，在所述码片周期(cp)内，所述相位估计器(33)确定所述多路径分量的一个合并相位，所述合并相位用于相干合并所述接收机支路(20,21,22)的输出信号。
6．一种如在权利要求4中提出的扩频通信设备(1)，其中所述信道估计器(33)向所述PN产生器(32)提供信息，以便以大于一个码片周期的分辨率选择多路径分量。
7．一种如在权利要求4中提出的扩频通信设备(1)，其中所述相位估计器(33)包括一个加有所述样点(sI(nTs),sQ(nTs))的正交分量的第二解扩器(100)和一个与所述第二解扩器的一个第一输出端(101)连接的用来提供一个同相相位估计的第一滤波器(103)，和一个与所述第二解扩器(100)的一个第二输出端(102)连接的用来提供一个正交相位估计的第二滤波器(104)，所述第二解扩器(100)还具有与所述PN产生器(32)的同相和正交输出端(PNI,PNQ)连接的输入端和与码元同步输入端(DMP)连接的输入端。
8．一种如在权利要求1中提出的扩频通信设备(1)，其中所述信道估计器(11)从所述接收扩频信号(s(t))中得出同步信息(sy)同步所述本机伪噪声基准序列(PNI,PNQ)，所述同步信息(sy)与相隔大于一个码片周期的多路径有关。
9．一种如在权利要求4中提出的扩频通信设备(1)，其中第一解扩器(31)是一个正交解扩器，包括一个具有一个第一乘法器(80)、一个第一合并器(81)和一个第一积分和转储装置(82)的一个同相支路和一个具有一个第二乘法器(83)、一个第二合并器(84)和一个第二积分和转储装置(85)的正交支路，还包括一个交叉连接在一个同相输入端(88)与所述第二合并器(84)的一个输入端(89)之间的第三乘法器(86)和一个交叉连接在一个正交输入端(90)与所述第一合并器(81)之间的第四乘法器(87)，一个Walsh序列和一个同相伪噪声序列的模2加法合并(WLSPNI)提供给所述第一乘法器(80)的一个输入端(92)，所述Walsh序列和一个反相的所述同相伪噪声序列的模2加法合并(WLSPNI)提供给所述第二乘法器(83)的一个输入端(93)，以及所述Walsh序列和一个正交伪噪声序列的模2合并(WLSPNI)提供给所述第三和第四乘法器(86,87)的相连接的输入端(94,95)。
10．一种用于直接序列扩频码分多址系统的接收方法，在所述直接序列扩频码分多址系统中，每个码元用一个码片率充分大于所述码元的码元率的伪噪声基准序列扩频，所形成的扩频信号调制在一个载波上后通过一个会产生所述已调扩频信号的多路径分量的空中接口发送，所述接收方法包括下列步骤接收所述已调扩频信号(s(t))；对所接收的已调扩频信号进行解调；以一个超过所述码片率的采样率(1/Ts)对所述经解调的扩频信号(sI(t),sQ(t))进行采样，得到一系列样点(sI(nTs),sQ(nTs))；以一个超码片分辨率从所述样点(sI(nTs),sQ(nTs))估计所述多路径分量的信道特性和确定所述信道特性的局部最大值(M1,M2,M3)和在一个码片周期(cp)内与所述局部最大值相应的样点位置；所述接收方法还包括一系列并行步骤，这些并行步骤各包括下列步骤根据所确定的样点位置对所述样点(sI(nTs),sQ(nTs))进行降采样，和将所述经降采样的样点与一个伪噪声基准序列(PNI,PNQ,WLS)相关，从而产生一些相关值；以及所述接收方法还包括下列步骤加权合并器所述相关值(R1,R2,...,Rk)；以及根据所述经加权合并的相关值判定一个所接收的码元值。
全文摘要
本发明提出的扩频通信设备(1)具有一个信道估计器(11)和一个具有一系列rake指(20,21,22)的rake接收机(10)。这种扩频通信设备用于直接序列扩频码分多址系统。在这种扩频系统中,各码元用一个码片率充分高于码元的码元率的伪噪声基准序列扩频,经扩频的码元调制在一个载波上,通过一个空中接口发送。这个空中接口会产生发送信号的多路径分量。扩频通信设备接收多路径分量,通过用一个本机产生的伪噪声基准序列对接收信号解扩和将要发给它的多路径分辨分量相干相加,对要发给它的码元进行解调。在对接收信号载波解调后,扩频通信设备以一个超过码片率的采样率对经解调的信号采样,得到一系列超码片分辨率的样点。这些rake指(20,21,22)各将以超码片分辨率分析出的多路径分量相干合并,而各个rake指分别处理相隔大于一个码片的多路径分量。这种rake接收机相干合并超码片分辨的多路径分量(在各个rake指内相干相加)和相隔大于一个码片的多路径分量。
文档编号H04L7/00GK1310889SQ00801003
公开日2001年8月29日 申请日期2000年3月9日 优先权日1999年3月30日
发明者O·J·希尔施 申请人:皇家菲利浦电子有限公司