专利名称：在cdma移动无线系统的集簇信道中传输的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于在通信系统的多个或一簇业务信道中传送同一通信的数据、以便获得相当于由单一业务信道为该通信提供的数据速率或带宽的多倍的装置和方法。本发明的独特方面在于，它涉及在数字码分多址(CDMA)无线通信系统中多信道反向链路的发射机结构，其中把在被发送的组合RF信号中表示出的各个单独信道在一组相移值的范围内进行分布，以便降低该组合的RF信号在该组相移值范围内的峰-平比，如果这些单独的信道的载波相位是对准排列的话，这就可以做到。
相关技术描述这样的一种系统可以以高通(Qualcomm)股份有限公司E.Tiedemann等人于1997年6月16-20日在费城召开的会议上提交给电信工业协会(TIA)的TR45.5委员会的题为“提高反向链路峰-平比(相位1c)”的系统、从TIA/EIA的临时标准IS-95B、以及从PCT专利申请WO98/58457得知。
在1992年，直扩序列码分多址(DS-CDMA)系统被TIA和电子工业协会(EIA)一同采纳作为用于800MHz的蜂窝波段的临时标准IS-95。在成功进行实地测试和实验系统后，现在，IS-95系统可供数千万的用户进行工作。CDMA是基于在第二次世界大战中为了对抗敌人的无线电干扰而由Allies最先提出的扩频技术的。扩频信号的特征是，其信号占有带宽W远大于信号的信息速率R比特/秒。这样，扩频信号固有地包含一种可用于克服各种干扰(包括来自同一波段其它用户的信号和由于时延的多径成分造成的自干扰)的冗余信息。扩频信号的另一个关键特性是伪随机性。因此，该信号显现出类似于随机噪声，这使得除了预先设定的接收机之外的接收机很难对其进行解调。在CDMA系统中，各信道共享公共带宽，通过不同的码序列区分信道。在IS-95的情况下，每一个信道承载一个被称作沃尔什(Walsh)码的正交序列组中的一个特定序列调制的已编码的信息信号(该沃尔什码被分配给该信道(被称作应用沃尔什覆盖))，再被长伪噪声(PN)码调制或扰乱，为了直接进行由这些同相分量和正交相位分量分别与载波频率的同相正弦波和正交相位正弦波相乘的上变频，再经过同相调制和正交相位PN短码调制以分别形成复扩频信号的同相(I)和正交相位(Q)扩频信号分量，将同相和正交相位各自相乘的结果求和后形成RF信号，然后送到RF功率放大器进行放大后再提供给天线。
在1995年，IS-95被扩展为临时标准IS-95A，其后又成为临时标准IS-95B。后一扩展提供高带宽数据应用，可使用多达8个的一组或一簇信道在同一通信中传送数据，有效地从该组低数据速率信道形成了一个高数据速率信道。
IS-95B规定，当多个信道用来形成一个多信道链路时，如果每一信道载波频率的同相正弦波和正交相位正弦波对有0相移，为了降低这种情况下组合RF信号的峰-平功率，则在反向链路(从移动站到基站的传输)中这些信道的载波频率的这一正弦波对以特定的次最佳方式被分配在相移范围为0到π弧度之间。这种相移的分配降低了移动站功率放大器的线性和动态范围要求。尤其是，应用于上变频信道0-3以及信道4-7的同相和正交相位正弦波的相移分别为0、π/2、π/4和3π/4弧度。
众所周知，在载波频率的同相和正交相位正弦波是由振荡器产生的模拟信号，该模拟信号和由信道的同相和正交相位扩频数字信号分量转换成的模拟信号进行模拟相乘。对于多达8个信道的每一个信道的同相和正交相位扩频信号分量使用单独的D/A转换器，或假定提供单独的D/A转换，其结果是增加了移动站的复杂度和成本。此外，当同相和正交相位正弦波是由移动站的振荡器部分产生时，稳定地产生π/4和3π/4相移的正弦波是有问题的。
前面所述的PCT专利申请表明，在该专利申请中只有两个信道用来进行组合，通过对第一个信道的同相扩频信号分量和第二个信道的正交相位扩频信号分量求反后相加而形成组合的同相扩频信号分量、以及对第一个信道的正交相位扩频信号分量和第二个信道的同相扩频信号分量相加而形成组合的正交相位分量，可能引入第二个信道的π/2相移。然后，组合的同相和正交相位分量直接分别与载波频率的同相和正交相位正弦波相乘而进行上变频，这些乘积项相加以形成组合的RF信号。然而，当三个或更多的信道用于进行组合时，势必导致π/4相移，并且也可能是3π/4相移，这就要求采用一组同相和正交相位正弦波，其至少包括具有π/4相移的同相和正交相位正弦波。
发明目的和概要本发明的目的是在数字码分多址(CDMA)无线通信系统中提供一种类型的多信道链路结构，在这种类型中，在发送的组合RF信号中表示的多个不同的业务信道被分布在相移范围为0和π弧度之间的一组正弦载波上，这仅需对一个组合复扩频信号的组合同相扩频信号分量和组合正交相位扩频信号分量进行D/A转换，以及为了与由组合同相和组合正交相位扩频信号分量导出的成对信号中的不同信号进行相乘，仅需在载波频率上产生一对同相和正交相位正弦波。在这种有能力使用由三个或更多单个信道组成的多信道链路的移动站中，这样的结构将得到简化，并降低基带和RF部分的成本。
本发明的这个和其它目的的满足是通过提供这样一种发射机装置和发送方法来实现的，在该发射机装置和发送方法中所有要求的相移(包括两个或更多的相移为0、π/2或π的被表示的独立信道的相移、以及一个或更多的相移不为0、π/2或π弧度的被表示的独立信道的相移)在生成组合的同相和组合的正交相位扩频信号分量时被引入。为了实现这个方案，首先要形成各个相应的单独信道的各个不同的复扩频信号(其每个都由同相分量和正交相位分量组成)，并且相加地组合由各单独信道的各个不同的复扩频信号导出的信号以便形成组合的复扩频信号。这种相加地组合是这样的从一个或更多相移不为0、π/2和π弧度的信道的各个复扩频信号导出的信号，是通过应用有关的小数比例因子来对从两个或更多的相移为0、π/2和π的信道的各个复扩频信号导出的信号进行换算而得到的。更具体地说，那些不是0、π/2或π的相移值就是π/4或3π/4，且所述小数比例因子具有绝对值 此外，相加地组合的装置或能起这种作用的装置被安排成可以使得组合扩频信号的同相和正交相位分量分别接收从相移是0、π/2或π的信道的各个复扩频信号的同相或正交相位分量中的任一个而不是全部两个信号中导出的信号中的组成部分，同时，它们接收从相移不是0、π/2或π的信道的各个复扩频信号的同相和正交相位分量的全部两个中导出的信号的组成部分。根据本发明的第一个实施方案，各个不同信道的每一个复扩频信号的同相和正交相位分量分别被送到各自的有限脉冲响应(FIR)滤波器或滤波操作的输入端，其输出或结果送到用于相加地组合的装置或能起这种作用的装置。
根据本发明的第二个实施方案，各单个信道的每一个复扩频信号的同相和正交相位分量分别被送到各自的有限脉冲响应(FIR)滤波器或滤波操作的输入端，其输出或结果送到用于相加地组合的装置或能起这种作用的装置中。这个实施方案的优点是仅需要两个滤波器或滤波操作，而不是每单独信道都需要两个。
通过研读下面的详细描述同时参照附图
，本发明的其它目的、特点以及优点将会很明显，其中
RF单元16包含一个振荡器38，它用来产生载波频率的正弦波，并把它提供给前向链路的零IF频率下变频器40和反向链路的零IF频率上变频器42。天线48经天线双工器46将信号送到输入放大器44，下变频器40接收来自输入放大器44的RF信号，反之，上变频器42将RF信号提供给输出或功率放大器50，再经天线双工器46送到天线48。
正如很快将在本发明的第一和第二实施方案的描述中显现的，为了形成由三个或更多信道组成的多信道反向链路而需要的所有载波相移是这样实现的在基带单元14的DSP 32中进行处理，启动RF单元16中的上变频器42以组成一对混频器或乘法器，用来将复组合信号的同相和正交相位分量和载波频率的同相和正交相位正弦波相乘。
转到关于第一实施方案的图2，它展示出了基带部分14实现的一个部件52，它分别接收形成多信道反向链路的N个信道的数据信号DS0-DSN，并形成一种由模拟组合扩频同相分量ACSSI和模拟组合扩频正交相位分量ACSSQ组成的模拟复组合扩频信号。虽然在IS-95B中形成多信道链路的信道多达8个信道，仅显示出4个信道以便易于图解说明。信道0-3的基带处理方案和信道4-7一样，这是因为IS-95B提供的用于上变频信道0-3的同相和正交相位正弦波的相移序列和用于信道4-7的是一样的，即0、π/2、π/4、3π/4弧度。显然，这些附加的信道仅仅是将更多的组成部分添加到这对模拟组合扩频信号分量ACSSI和ACSSQ中。上述这些分量送入在RF单元16中实现的零IF上变频器54中。在上变频器54中，模拟组合同相和正交相位扩频信号分量ACSSI和ACSSQ分别提供给低通滤波器140和141，它们的输出作为载波频率的同相和正交相位正弦波sin(wct)和cos(wct)分别被送进混频器或乘法器144和146中。混频器或乘法器144和146的输出送到加法器150中以形成要提供给功率放大器150的组合RF信号CRF。
基带处理部件52包含一个部件58和一个部件56。部件58以传统方式根据各个输入数据信号DS0到DS3分别形成各个不同的同相和正交相位扩频数字信号分量对DSS0I、DSS0Q到DSS3I、DSS3Q。部件56滤波、换算、并组合各个不同的同相和正交相位扩频数字信号分量对DISS0I、DISS0Q到DISS3I、DISS3Q，以形成数字组合同相和正交相位扩频信号分量对DCSSI和DCSSQ，在这一处理过程中引入或考虑了各个信道所要求的载波相位的影响。数字组合分量DCSSI和DCSSQ分别提供到数模转换器140和142以便形成模拟组合分量ACSSI和ACSSQ。
在部件58中，各个输入数据信号DS0、DS1、DS2和DS3分别被提供到各自的信道编码器61、71、81和91，且最后得到的按帧进行编码的数据信号分别送到各自的沃尔什调制器62、72、82和92中，以便使用各个信道专用的沃尔什码对编码的数据信号分别进行调制。然后，所得到的经沃尔什码调制的编码数据信号被送到各自的乘法器(或模-2加法器)63、73、83和93中，在那儿，它们分别被各自的伪噪声(PN)子序列所调制，(这些伪噪声(PN)子序列在连续产生的、其周期一般为242-1的PN长码序列中具有不同的开始位置)，从而扩展了经沃尔什码调制的编码信号的频谱。接下来，经长码调制的信号分别提供到各自的乘法器或模-2加法器64、74、84和94，在那儿，它们分别被同相PN短码序列PN_I调制，以产生各自的扩频同相信号DSS0I、DSS1I、DSS2I和DSS3I。它们也分别提供到各自的乘法器或模-2加法器65、75、85和95，在那儿，它们分别被正交相位PN短码序列PN_Q调制。正交相位PN短码序列PN_Q调制的结果分别被送到各自的1/2码片时延装置66、76、86和96中，以产生各自的扩频正交相位信号DSS0Q、DSS1Q、DSS2Q和DSS3Q。同相和正交相位短码序列PN_I和PN_Q一般具有周期215-1，且它们是与移动站进行通信的基站所特有的。
在部件58中，应用在信道0中的PN长码子序列被送到数据突发随机性发生器69b中，它接下来在时延70之后产生一个控制信号，以便在需要的时候可以接通功率放大器50。
部件56包括一个部件56a，在该部件中，将信号DSS0I、DSS1IDSS2I和DSS3I加到各自的有限脉冲响应成形滤波器(FIR_I)67、77、87和97后便可得到信号DDSS0I、DDSS1I、DDSS2I和DDSS3I，同时，在该部件中将信号DSS0Q、DSS1Q、DSS2Q和DSS3Q加到各自的有限脉冲响应成形滤波器(FIR_Q)68、78、88和98后便可得到信号DDSS0Q、DDSS1Q、DDSS2Q和DDSS3Q。需要指出的是，FIR_I77引入了一个比例因子-1，FIR_I87、FIR_Q88和FIR_Q98引入了一个实值为 的小数比例因子，以及FIR_I97引入了一个实值为 的小数比例因子。
部件56还包括一个部件56b，它相加地组合了所得到的信号DDSS0I、DDSS0Q、DDSS1I、DDSS1Q、DDSS2I、DDSS2Q、DDSS3I和DDSS3Q从而生成数字组合信号分量DCSSI和DCSSQ。术语“相加地组合”意指包括相减和/或在相加之前改变运算数的符号。部件56b如图所示地包含加法器89和加法器90，加法器89通过相加所得到的DDSS2I和DDSS2Q而形成信道2的中间扩频同相信号IDSS2I，加法器90通过从所得到的扩频信号DDSS2Q中减去所得到的扩频信号DDSS2I而形成信道2的中间扩频正交相位信号IDSS2Q。部件56b还包含加法器99和加法器100，加法器99通过相加所得到的信号DDSS3I和DDSS3Q而形成信道3的中间扩频同相信号IDSS3I，加法器100通过从所得到的扩频信号DDSS2I中减去所得到的扩频信号来自DDSS2Q而形成信道3的中间扩频正交相位信号IDSS3Q。
应该注意到，把部件56a中实际绝对值为 的小数比例因子的引入和由加法器89、90、99和100产生的和与差的引入相组合，就使得中间信号对IDSS2I和IDSS2Q的相位旋转了π/4弧度，使得中间信号对IDSS3I和IDSS3Q的相位旋转了3π/4弧度。
此外，对于信道1，相位旋转π/2弧度仅是通过交换同相和正交相位分量完成的，这是因为在交换之前需要的同相分量符号改变已经被结合在FIR_I77的比例因子-1中了。
在考虑了所有需要的相位偏移后，来自各个信道的同相和正交相位的组成部分分别在各自的加法器110和120中相加，其输出是各自的组合同相和正交相位信号分量DCSSI和DCSSQ。因为依据IS-95B，多达8个的集簇信道是可能的，实际上加法器110和120对信道4-7具有附加的输入端(未画出)，正如前面所述的，它们分别和信道0-4的形式一样。如图所示，加法器110接收信号DDSS0I、DDSS1Q、IDSS2I和IDSS2Q作为其输入，而加法器120接收信号DDSS0Q、DDSS1I、IDSS2Q和IDSS3Q作为其输入。为了保持结果信号DCSSI和DCSSQ有适当的动态范围，加法器110和120也分别接收在线115和125上的同样大小的控制信号。
应该注意到，部件56可采用多种形式。所需要的小数比例因子可在该部件56中的不同的位置引入(例如，在加法器110和120的有关输入端)，以及比例因子-1可在相加之前作为符号改变而引入。此外，各种相加和相减可改变顺序、进一步拆分、或组合。例如，加法器89和99可以被删除掉，而将其功能结合在加法器110之中，以及加法器99和100可以被删除掉，而将其功能结合在加法器120之中。在这种情况下，加法器110和120将各有6个输入端，分别用于接收信道0和1的一个组成部分和信道2和3的两个组成部分。
更可取的是，部件58中的用于所有操作的数字数据(包括要输入到部件56a的FIR滤波器的数字数据)都是双极性单比特的，取值为+1，而部件56a的FIR滤波器的输出、以及包括加法器110和120的输出在内的所有后面的子序列数字数据都是双极性5比特的，其整数取值范围为-15到+15。
图3给出了第二种实施方案，它看起来和图2的实施方案一样，不同的是将图2中的由部件56a和56b组成的部件56换成图3中由部件156a(它不包含FIR滤波器，只引入了所需要的小数比例因子)、156b(在其内部，加法器120在进行加法之前改变DDSS1I的符号以便引入一个需要的因子-1)组成的部件156、以及附加的成形滤波器FIR_I167和FIR_Q168，它们分别接收各加法器110和120的双极性5比特输出，并分别形成双极性5比特组合信号DCSSI和DCSSQ。用图3中组合信号的同相和正交相位通道中的数字滤波器167和168替代图2中各信道的同相和正交相位通道中的数字FIR滤波器67、68、77、78、87、88、97以及98，其结果是更进一步地降低了复杂度，尽管滤波器167和168采用了5比特输入。
现在，应该注意到，本发明的目的已得到满足。虽然对本发明进行了非常详细的描述，应该注意到，在本发明的预期想法和范围之内，可能还有许多可改进之处。在解释附属的权利要求时，应该理解a)词“包含”不排除那些在权利要求所列举之外的其它单元步骤；b)出现在某个单元之前的记号“一个”，并不排除有许多同类元素；c)权利要求中的任何参考符号不限制它们的范围；以及d)一些“装置”可能由相同的以硬件或软件实现的结构或功能来表示。
权利要求
1.一种在数字码分多址(CDMA)无线通信系统中用于高数据速率多信道链路的发射机装置，其中在发送的组合RF信号(CRF)中所表示的多个不同的低数据速率业务信道在一组相位偏移范围为0-π的正弦载波内进行分布，包括用于以引入所表示的信道需要的所有相移的方式来形成由同相分量(DCSSI或ACSSI)和正交相位分量(DCSSQ或ACSSQ)组成的组合复扩频信号的装置；以及一种装置(144，146，150)，用于对组合复扩频信号实行上变频，其方法是将从同相分量(DCSSI或ACSSI)导出的信号与同相正弦波(sin(act))相乘(144)，将从正交相位分量(DCSSQ或ACSSQ)导出的信号与正交相位正弦波(sin(act))相乘(DCSSQ或ACSSQ)，以及将相乘(144，146)的结果相加(150)以形成组合RF信号(CRF)；其中所说的多个不同的低数据速率信道是三个或更多的单个信道(信道0、1、2、3)，其中包括两个或更多的相移为0、π/2或π弧度的单个信道、和一个或更多的相移不为0、π/2或π弧度的单个信道。
2.权利要求1的装置，其中用于形成组合复扩频信号的装置包括用于形成相应的各个信道的各个复扩频信号的装置(58)，其中每一个复扩频信号都由同相分量(DSS0I、DSS1I、DSS2I和DSS3I)和正交相位分量(DSS0Q、DSS1Q、DSS2Q和DSS3Q)组成；以及用于相加地组合从相应的各个信道的各个复扩频信号导出的信号(56a、156a)以形成组合的复扩频信号的装置(56b，156b)；其中，从一个或更多相移不为0、π/2和π弧度的信道(信道2和3)的各个复扩频信号导出的信号，是通过应用有关的小数比例因子来对从两个或更多的相移为0、π/2和π的信道(信道0和1)的各个复扩频信号导出的信号进行换算而得到(56a、156a)的。
3.权利要求2的装置，其中用于相加地组合的装置(56b)被配置成可以使得组合扩频信号的同相(DCSSI或ACSSI)和正交相位分量(DCSSQ或ACSSQ)分别接收从相移是0、π/2或π的信道(信道0和1)的各个复扩频信号的同相或正交相位分量中的任一个而不是全部两个导出的信号的组成部分，同时，它们接收从相移不是0、π/2或π的信道(信道2和3)的各个复扩频信号的同相或正交相位分量的全部两个导出的信号的组成部分。
4.权利要求2的装置，其中所说的不是0、π/2或π的相移就是π/4或3π/4，且小数比例因子有绝对值
5.权利要求3的装置，其中所说的不是0、π/2或π的相移就是π/4或3π/4，且小数比例因子有绝对值
6.权利要求1-5的装置，其中各单个信道的每一个复扩频信号的同相(DSS0I、DSS1I、DSS2I和DSS3I)和正交相位分量(DSS0Q、DSS1Q、DSS2Q和DSS3Q)分别被送到各自的有限脉冲响应(FIR)滤波器(67、68、77、78、87、88、97和98)的输入端，该滤波器输出送到用于相加地组合的装置(56b)中。
7.权利要求1-5的装置，其中的组合的复扩频信号的同相(DCSSI)和正交相位(DCSSQ)分量被送到有限脉冲响应(FIR)滤波器(167和168)的输入端，该滤波器输出送到用于上变频的装置(144、146和150)中。
8.一种在数字码分多址(CDMA)无线通信系统中用于高数据速率多信道链路的发送方法，其中在发送的组合RF信号(CRF)中所表示的多个不同的低数据速率业务信道表示被在一组相位偏移范围为0-π的正弦波内进行分布，包括以引入所表示的信道需要的所有相移的方式来形成由同相分量(DCSSI或ACSSI)和正交相位分量(DCSSQ或ACSSQ)组成的组合复扩频信号；以及对组合复扩频信号实行上变频(144，146，150)，其方法是将从同相分量(DCSSI或ACSSI)导出的信号与同相正弦波(sin(act))相乘(144)，将从正交相位分量(DCSSQ或ACSSQ)导出的信号与正交相位正弦波(sin(act))相乘(DCSSQ或ACSSQ)，以及将相乘(144，146)的结果相加(150)以形成组合RF信号(CRF)；其中所说的多个不同的低数据速率信道是三个或更多的单个信道(信道0、1、2、3)，其中包括两个或更多的相移为0、π/2或π弧度的单个信道、和一个或更多的相移不为0、π/2或π弧度的单个信道。
9.权利要求8的方法，其中所说的形成组合的复扩频信号的操作包括形成相应的各个信道的各个复扩频信号，其中每一个复扩频信号都由同相分量(DSS0I、DSS1I、DSS2I和DSS3I)和正交相位分量(DSS0Q、DSS1Q、DSS2Q和DSS3Q)组成；以及相加地组合(56a、156a)从相应的各个信道的各个复扩频信号导出的信号以形成组合的复扩频信号；其中，从一个或更多相移不为0、π/2和π弧度的信道(信道2和3)的各个复扩频信号导出的信号，是通过应用有关的小数比例因子来对从两个或更多的相移为0、π/2和π的信道(信道0和1)的单个复扩频信号导出的信号进行换算而得到的。
10.权利要求2的方法，其中所说的用于相加地组合(56b、156b)的操作配置为这样的组合扩频信号的同相和正交相位分量分别接收从相移是0、π/2或π的信道(信道0和1)的单个复扩频信号的同相或正交相位分量中的任一个而不是全部两个导出的信号的组成部分，同时，它们接收从相移不是0、π/2或π的信道(信道2和3)的单个复扩频信号的同相或正交相位分量的全部导出的信号的组成部分。
全文摘要
提供了一种在数字码分多址(CDMA)无线通信系统中实现高数据速率的由三个或更多单个低数据速率业务信道组成的多信道链路的发射机装置和发送方法,这些单个信道被表示在发送的组合RF信号中,它们被分布在一组具有为0到π的相位偏移的正弦载波中,在其中,由同相分量和正交相位分量组成的组合的复扩频信号在上变频器之前以引入所表示的信道需要的所有相移的方式来形成。所述三个或更多的不同信道包括两个或更多的相移为0、π/2或π弧度的单个信道、和一个或更多的相移为π/4或3π/4弧度的单个信道。各个复扩频信号在各自的单个信道上形成,其每一个都由各自的同相分量和正交相位分量组成。此外,复扩频信号可从单个信道的信号中得到(或仅被重复),其方法包括:在相移为π/4或3π/4弧度的信道中引入绝对值等于/2的小数比例因子,以及将这些所得到的信号进行相加地组合以形成组合的复扩频信号。
文档编号H04B1/707GK1322408SQ00801845
公开日2001年11月14日 申请日期2000年6月27日 优先权日1999年6月30日
发明者X·B·李 申请人:皇家菲利浦电子有限公司