专利名称：多载波正交编码的通信系统和方法
相关申请的交叉引用此申请是Dent在1997年7月22日申请的标题为“Communication System and Method with Orthogonal BlockEncoding”(利用正交块编码的通信系统和方法)的美国专利申请No.08/898,392以及Dent在1998年5月21日申请的标题为“Partially Block-Interleaved CDMA Coding and Decoding”(部分地字块交织的CDMA编码和解码)的09/082,722的后续申请，两个申请都悬而未决。
在FDMA(频分多址)系统中，来自编码器16a-n中的每个数字编码信息流18a-n被调制到各自的频率信道上。选择足够的信道间隔以使在邻近频率信道上的信号不彼此干扰并且可被接收机滤波器轻易地识别。通常，信道间隔稍微大于发射信号的频谱占用，额外的部分被认为是频率平面中的“防护频带”以便考虑诸如频率误差等等之类的因素。
在TDMA(时分多址)系统中，来自编码器16a-n中的每个数字编码信息流18a-n在TDMA帧周期的各自的时隙中被调制到各自的射频信道上。在时隙之间使用小的保护时间来确保即使当由于多径传播而使发射信号的延迟回波被接收时不同时隙中的信号也不彼此干扰。可是，为了保证信号之间的非干扰，回波延迟决不能大于时隙之间的保护时间。
FDMA系统不同信道之间或者TDMA系统不同时隙的非干扰性质通常被称为信道之间的“正交性”。在FDMA和TDMA系统中，在从发射机到接收机的信号传播期间保持正交性，即，只要利用必要的时隙间防护时间就不受多径传播的影响。在TDMA系统中，信息源信号被复用在一起并以一个更高的比特率调制到载波上。接收机使用一个均衡器来解调已复用/已调制信号以便补偿多径传播。然后解调比特被划分成为不同的原始源信息流。这也表示信道之间的正交性，即使没有使用时隙内保护时间。
在直接序列扩频系统中，也就是通常所说的CDMA系统(参见
图1)中，来自编码器16a-n中的每个数字编码信息流18a-n在扩频编码器20a-n中与各自的存取码22a-n组合，存取码22a-n把信息流18a-n的码元速率扩展通称为扩展因数的一个数量。扩展信号的码元，或者调制间隔就是通常所说的码片，并且通常存在对于编码器16a-n中的每个数字编码码元所产生的码片整数，每一码元的码片数等于扩展因数。
在正交CDMA系统中，数字编码信息流18a-n与之组合的存取码22a-n彼此相互正交并且共同形成一组正交码。当扩展因数等于二的幂时，一种适当的正交存取码组是沃尔什-哈达玛码，即沃尔什码。图1说明了一种当扩展因数等于八时可以使用的8比特沃尔什码。由于任何两个码之间一半比特相同而另外一半是反向极性，所以沃尔什码22a-n是正交的。这导致任意两个不同的码之间的互相关理论上为零。应当指出，由于码11111111用于说明码22a，所以因为码之间的正交性将不相同，则码00000000将不成为沃尔什-哈达玛码序列的一部分。另外，只有当沃尔什码精确地时间对准时才保持正交性。时间未对准的码未必彼此正交。因此，由于多径传播而收到的一个码的延迟回波通常不与其他未延迟的码正交，结果造成不希望的干扰。
本发明是针对克服上面提及的一个或多个问题。
在n等于二的幂的特殊情况下，加权因子序列可以替代为沃尔什码。在这种情况下，根据n比特沃尔什码W(k)的第i个比特的极性来确定是否倒置信道“i”中信号“k”的判断。
当n被合成并等于因子n1，n2，n3，...，nm的乘积时，相应于一个m维的沃尔什-傅立叶变换，同时相应于是二的幂的一个因素来选择使用维数较简单的沃尔什序列，则可以把混合的沃尔什-傅立叶序列用于加权因子序列。因此，可以构成任意长度的正交序列组。
当要被发射的信号数目大于正交函数的数目时，即，大于组中的加权因子时，信号被分成小于等于组中正交函数数目的多个组。然后对于同一频率信道使用相同的加权因子把同一组中的所有信号总和。可以使用在每一频率信道内正交的一组存取或扩展码来区别每一组内的不同信号。不同组的信号在它们自己内部可以使用同一正交扩展码，但是最好修改为对于每一组使用提供与其他信号组的码最大区别的一种Bent序列。
上述用于接收并处理发明的信号结构的接收机包括用于在n个信道上接收信号的多个接收机信道。多个信道估计装置为每个信道估计若干多个延迟传播路径的每个的相位和幅度，估计信号通过这些多个延迟传播路径从发射机到达接收机。被信号所采用的每一不同路径被称为一条射线。为了解码特定的信号，首先利用分配给那个信号的信道内部扩展码(存取码)来解扩在每个信道中收到的信号以便对于每一时间延迟路径从每个信道中获得一个解扩信号或者射线。使用信道估计，对于每个信道，多个延迟传播路径的最大者，即，最强的射线被识别。
来自每个信道中相应于每个信道的最强射线的那个解扩信号然后被选择并使用加权和在发射机处所应用的加权因子通过加权和相加而被组合，加权是各自射线的信道估计的函数。在发射之前，接收机加权因子还原不同信道之间的相移和衰减中的差值，并还原应用在各个信道中的加权因子的相移。本发明接收机因此依靠信道内正交码来在每个组内的信号之间进行区别，并且依靠信道间(across-channel)正交码来在不同组中的信号之间进行区别。
然后每个信道的第二强的射线被类似地选择和组合一直到包含显著能量的所有射线都已经被使用过为止。使用每个射线的加权因子来把每一组合的射线进一步组合，该加权因子是反映每个射线的组合信号与干扰之比的信道估计的函数。然后，最后的组合信号值被使用作为纠错解码器的软信息来再生最初发射的信息符号。
在一个替换实施例中，从在每个信道中接收的信号中减去按照上面的方式解码的第一信号，然后重新处理残留信号以便解码第二信号。此处理反复继续，最好依照最高到最低的信号强度顺序来选择信号直到所有期望信号被解码为止。
从本申请、附图和附加的权利要求的学习中可以获得本发明的其它方面、目的和优点。
图6说明了使用信道内和信道间正交编码的本发明信号转换器的第三实现的另外一种变形；图7是用于发射多信道扩频信号的发射机组件的方框图；图8是用于接收并处理多信道扩频信号的接收机的方框图；和图9是用于接收并处理多信道扩频信号的接收机的另外一种实现的方框图。
最佳实施方式在先前已部分描述了的图1中，使用或者不使用正交存取码22a-n，把扩频编码信号Ia，Qa；Ib，Qb；...；In，Qn，组合在组合器24中。每个扩频编码信号被说明为一对信号I，Q，它们表示在扩频编码之后信号波形的实部和虚部。信号Ia，Qa；Ib，Qb；...；In，Qn可以是数字抽样序列或者是已经被平滑滤波器(未示出)滤波的连续波形。组合器24形成I(实部)信号的加权和以及Q(虚部)信号的加权和从而获得一个合成的I，Q信号Itot，Qtot，它和一个期望信道频率信号28一起被应用到调制器26以便产生调制信号30。使线性功率放大器32把调制信号30放大到期望的发射功率电平然后将其经天线34发射。通过选择组合器24中用于组合的加权因子来控制分配给每个信号的一小部分总发射功率，使用从接收机中反馈的有关信号质量的信息通过一种功率控制算法在组合器24中可以动态地改变这些因子。在通常所说的IS95的美国CDMA蜂窝标准中，信号之一最好是一个没有携带信息的纯扩频码，称为导频码，并且被接收机使用来估计在发射期间出现在发射机和接收机之间的多径传播系数。图1的现有技术系统不保护在多径传播下的正交码的正交性质。
减少此类干扰影响的一些方法可以被使用。Dent在1997年7月22日申请的标题为“Communication System and Method withOrthogonal Block Encoding”(利用正交块编码的通信系统和方法)的美国专利申请No.08/898,392中，描述了一种基于以交织顺序发射码片来保护通过多径传播的正交性的方法。Dent在1998年5月21日申请的标题为“Partially Block-Interleaved CDMA Coding andDecoding”(部分字块交织的CDMA编码和解码)的美国专利申请No.09/082,722中，进一步描述了此类正交编码如何可以被使用来把信号的子组彼此分开，而每个子组内的信号分离是通过传统装置来实现。在此，上面的申请公开据此被参考结合。
Dent1999年2月10日申请的标题为“Maximum Likelihood RakeReceiver for Use in a Code Division，Multiple Access WirelessCommunication System”(使用在码分多址无线通信系统中的最大似然瑞克接收机)的美国专利申请No.09/247,609和Dent1999年1月7日申请的标题为“Smoothing Receiver Channel EstimatesUsing Spectral Estimation”(使用频谱估计的平滑接收机信道估计)的美国专利申请No.09/227,180中，描述了处理通过多径传播接收的信号的方法，包括信道估计和使用导频码元和/或解调数据码元估计信道的方法的使用。在此，上面的申请公开因此被参考结合。
1998年8月4日颁发给Dent的标题为“SubtractiveMulticarrier CDMA Access Methods and Systems(减去的多载波CDMA接入方法和系统)”的美国专利No.5,790,549，描述了如何可以有利通过并置一些窄带CDMA信号来构成一个宽带CDMA信号，结果导致降低的接收机复杂性。在此，上述No.5,790,549专利据此被参考结合。虽然在5,790,549专利中扩展在多个窄频带上的信号不正交，但是通过按照最强到最弱的顺序按顺序对信号进行解码可去掉对彼此的干扰效应。
本发明公开了如何产生并接收多载波CDMA信号，其中，高比例的干扰是正交的并且可利用降低复杂性的接收机将其移走。对于另外的性能获取，干扰去除的技术也同样可以被结合。
图2说明了信号变换器，通常示出为36，它可以被使用于多信道正交CDMA发射机(通常示出为38)中。信号变换器36包括产生信息信号42a-n的多个信息源40a-n，它们被各自的源和差错编码单元44a-n所接收。源和差错编码单元44a-n适当地把接收的信息信号42a-n进行源和差错编码，产生数字编码信息流46a-n。在扩频编码器48a-n中利用扩展信息流46a-n码元速率的各自的存取码50a-n来组合每个数字编码信息流46a-n，产生扩频编码信号52a-n。虽然用单一线路来说明扩频编码信号52a-n，但是应该理解，它们是有实部(I)分量和虚部(Q)分量的复数值信号。每个编码信息信号46a-n可以使用相同的存取码，可替代地，不同的非正交存取码，或者不同的正交存取码。然后由加权乘法器54用加权因子Wik用乘法加权每个扩频编码信号索引“i”，以便对于每个信道“k”产生一个信号，在此“k”范围从1到信道的最大数目“n”。
例如，由乘法器54把扩频编码信号52a乘以加权因子Waa到Wan，产生n个加权信息信号56aa-n。按照相同的方式用乘法加权其它扩频编码信号52b-n，每个信号被得出成为n个分别的加权信息信号。然后通过把加权信息信号之一馈送到与n个频率信道每一个相关的各自的组合器58a-n来通过每个频率信道扩展原始信息信号42a-n。例如，与信道a相关的加权因子相乘的每一加权信息信号56aa，56ba，...，56na，被组合器58a组合以便产生一个组合加权信息信号60a。重复此处理，直到与信道n相关的加权因子相乘的加权信息信号56an，56bn，...，56nn在组合器58n中被组合，以便产生一个组合加权信息信号60n为止。组合加权信息信号60a-n然后被调制、功率放大以及发射。
图2说明了一个“完整机构(full house)”系统，它具有与频率信道数目(n)(在其上每个信息信号被编码)一样多的不同信息源(n)。这是它们的扩频存取码是相同的时候可以通过“n”条信道被正交编码的最大数目的不同信号。
为了保证正交性，加权因子Wik必须具有正交性质如此以使(W*ik)(Wjk)＝0如果i不等于j，在此重复信道索引“k”上的总计被隐含(内部矢积)而“*”是指复共扼。
沃尔什-哈达玛码是实部值函数的例子，它具有上面的性质，仅仅由值+1或-1组成。当“n”等于二的幂时这些可以被使用。傅立叶序列是复数值码的例子，它具有上面的性质，对于任何“n”值都可以使用它。例如，对于“n”＝3的傅立叶序列为
在此w是复数cos(120°)+j·sin(120°)。
在n＝2的最简单情况下，使用加权因子(沃尔什码)W11＝1，W12＝1，W21＝1，W22＝-1可以构成两信道正交多载波调制，这具有把第一信号平等地放置在两信道中而把第二信号不同相地放置在第二信道中(与第一信道相比)的效果。
如果在不同信道中的同一信息信号的所有加权因子被接收源处产生的一个功率控制值换算，则正交序列保持正交。分别基于接收源接收的发射信号太弱或太强，则该功率控制值被发射机使用来增加或减弱发射信号的强度。通过增加和减少在所有信道中把正交性保持在类似的数量上。因此按照目标接收机为达到优良信号解码所需要的功率，可以另外换算每个信息信号。这些技术是已知的并且不需要在此描述。如果同一信道中的所有信号使它们的发射功率同样地提高或降低，则正交性也可被保持。
参见图3，本发明的信号变换器的第二实现被通常示出为62，同时图2中同样的元件用相同的参考数字来表示。如图3所示，扩频编码和加权的顺序可以用一组正交加权值互换。如果源和差错编码单元44a-n产生调制码元，比如实数BPSK(二进制移相键控)码元或复数QPSK(正交相位键控)或OQPSK(偏移QPSK)码元，例如，作为一个I，Q码元序列，则这些码元可以在扩频编码之前乘以期望的实数或复数加权因子Wik。在编码信息码元速率上的结果的加权复数I，Q序列然后还可以与适当的扩频存取码相乘以便扩展码片速率以及频谱。相应于同一频率信道中发射的不同信息信号的不同扩频信号然后可以通过一个加法器(未示出)相加，，并且在相加之后以及I、Q调制之前应用一个公共滤波器(未示出)。
本领域普通技术人员应该理解，两个因子(加权因子和存取码)的相乘顺序可以互换，并且诸如线性相加和线性滤波器之类的两个线性处理应用的顺序可以互换，因此导致许多等价实现，它们全部都落在本发明的精神和范围之内。
在利用同一存取码来扩展想要在一个给定信道上发射的信号的加权和的情况下，把同一存取码应用到该加权和中可能很有效。此实现如图3所示。在图3中，源和差错编码信号46a-n每一个都在“n”个信道加权乘法器54之间分裂，在信道加权乘法器54处，它们被加权因子Wik加权，在此“i”是信号索引而“k”是要发射信号的那个信道的信道索引。应当指出，编码信号46a-n和其后的信号虽然是用单一线路来表示的，但是实际上是具有实部(I)和虚部(Q)部分的复合信号。
例如，由乘法器54把编码信号46a乘以加权因子Waa到Wan，产生n个加权信息信号64aa-n。按照相同的方式用乘法加权其它扩频编码信号46b-n，每个信号被得出成为n个分别的加权信息信号。同样信道的加权信息信号在组合器66a-n中被组合，产生多个组合加权信息信号68a-n。组合加权信息信号68a-n附属于各自的存取码70a-n和各自的扩频编码器72a-n。扩频组合加权信息信号74a-n然后被调制、功率放大以及发射。对于同一信道中的所有信号，存取码是相同的，但是对于不同的信道没有要求存取码必须相同。此设备很有效因为它在通过扩频编码扩展到更高的码片速率之前首先对低抽样速率信号执行尽可能多的操作。
图2和3的设备允许利用n个信道发射n个信号，但是扩展所有n个信道上的每个信号，从而在给出频率分集优点的同时还保持了n个信号之间的正交性。
可以通过对于另外n个信号复制图3来发射大于n的若干信号，这另外的n个信号使用与第一设备中使用的那些码正交的扩频存取码。这一点在图4中进行说明。图4是本发明信号变换器的替换实施例的方框图，通常示出为76。
如图4所示，信号变换器76包括信号处理模块78a和78b，每一个接收一组n个不同的信息信号。每一信号处理模块78a和78b包括源和差错编码单元44a-n，乘法器54和组合器66a-n，与关于图3所表示和描述的一样。因此，信号处理模块78a接收信息信号-n并得出多个组合加权信息信号80a-n，在此n对应于信道数目。同样地，信号处理模块78b接收信息信号(n+1)...2n并得出组合加权信息信号82a-n。信号处理模块78a和78b的组合加权输出至今仍然未被扩展，因此它们然后在来自模块78a中信号的扩频编码器84a-n中以及在来自模块78b中信号的扩频编码器86a-n中被扩频编码，产生各自的多个扩频组合加权信息信号88a-n和90a-n。
如图4所示，扩频编码器84a-n使用对于所有信道a-n都相同的扩频存取码。同样地，扩频编码器86a-n使用对于所有信道a-n都相同的存取码，但是它们与使用于扩频编码器84a-n中的码正交。信号88a和90a被组合器92a组合，产生在信道a中发射的进一步组合信号94a。类似的组合由组合器92b-n对信号88b-n以及90b-n执行，分别产生在信道b-n上发射的进一步组合信号94b-n。因此，即使对于一个来自模块78a而一个来自模块78b的使用同一组加权因子的一对信号，也在每个信道内部提供正交波形。另一方面，来自模块78a或78b的使用同一扩频存取码的一对信号依靠使用正交加权因子组而正交。因此图4的2n个信号的任意两对是相互正交的。可以按照类似的形式处理通过n个信道发射的其它组的n个信号，直到可以构成最大数目的正交存取码。在扩展因数等于8的示例中，使用8比特存取码，可以利用相互正交的n个信道发射8组这样的n个信息信号。利用扩展因数m，则可以找到m个相互正交的扩展序列，因此允许利用n个信道发射mn个正交信号。
使用如下表中所说明的扩频存取码和信道间加权序列的组合来发射总的mn个信号每一个存取码和加权序列的分配
例如，参见图4，关于上表，在此m＝2，信号11，12，...，1n分别对应于信号88a，88b，...，88n，而信号21，22，...，2n分别对应于信号90a，90b，...，90n。
图5说明了如图4所示的信号变换器的替代变形，相同的参考数字表示同样的元件并且已经稍做修改的那些元件用一个带撇号(’)的来表示。如图5所示的信号变换器76’按照与关于图描述的信号变换器76相同的方式操作，联合地使用存取码和加权因子组以便在使用n个信道发射的mn个信号之间提供正交性。可是，如图5所示，使用于编码器84a’-n’和86a’-n’中的存取码已经被改序。代替对于所有信道a-n使用同一存取码，扩频编码器84a’-n’对于每个信道a-n使用不同的存取码。同样地，扩频编码器86a’-n’对于每个信道a-n也使用不同的存取码。由于扩频编码器对于同一信道所使用的存取码正交，所以信号保持相互的正交性。例如，扩频编码器84a’所使用的存取码与扩频编码器86a所使用的存取码正交。同样地，扩频编码器84n’所使用的存取码与扩频编码器86n’所使用的存取码正交。虽然扩频编码器84a’和86n’所使用的存取码是相同的，并且扩频编码器84n’和86a’所使用的存取码是相同的，但是由于存取码是在不同的信道上被使用所以并没有影响正交性。
图6说明了如图4所示的信号变换器76的另外一种变形，相同的参考数字表示同样的元件并且已经稍做修改的那些元件用一个带双撇号(”)的来表示。利用此变形，每一组扩频编码器84a”-n”和86a”-n”所利用的存取码是否属于同一正交组都没关系，因为它们使用在不同的信道上并不相互影响。如图6所示的信号变换器76”按照与先前关于图4描述的信号转换器76相同的方式操作，因此不需要描述其细节。如图6所示，扩频编码器84a”-n”和86a”-n”所使用的每一存取码不同并且在与图5中一样的不同信道中没有被再次使用。可是，编码器84a”-n”所使用的存取码优选地应该形成一个正交集，并且编码器86a”-n”所使用的存取码也应该形成一个正交集，但是可以是与第一正交集相差一个常数的一个正交集。可以通过首先从一个沃尔什-哈达玛组开始，然后同样地对组中的所有码进行逐位异或任意比特模式从而构成这种不同但是仍然相互正交的组。例如，在1994年10月4日颁发给Dent和Bottomley的标题为“Multiple AccessCoding for Radio Communications(无线电通信的多存取编码)”的美国专利No.5,353,352中以及在1996年8月27日颁发给Dent和Bottomley的标题为“Multiple Access Coding Using BentSequences for Mobile Radio Communications(移动无线电通信的使用本特(Bent)序列的多存取编码)”的美国专利No.5,550,809中公开的本特码可以被使用，在此，这些专利因此被参考结合。在使用正交编码的蜂窝系统中，上面的专利公开了使用与第一小区相同频率信道的第二蜂窝小区有利地可以使用通过与第一小区相比不同的本特序列的使用而被修改的一组正交码。
在使用正交加权函数组来提供如在此公开的正交信道间扩展的多载波蜂窝系统中，如果使用于第二小区中的正交加权函数组不同于第一小区的也是有利的，这样没有一个小区的加权函数完全等于另外一个小区的加权函数。可是，当考虑到从不同发射机中接收的应用到不同信道的不同传播因数(信道估计)时，即使没有周密的步骤来保证如此，也很可能在从不同发射机中收到的信号之间很少有相关。
虽然本发明的信号变换器已经被描述为包括不同的多个扩频编码器，但是，在不偏离本发明的精神和范围的条件下，可以把多个扩频编码器的每一个替换为执行多个扩频编码器所有功能的单个扩频编码器。
图7说明了上述信号发射的一种形式，在此要被发射的每一信号通过一个IQ调制器96来接收，IQ调制器96得出多个调制复合信号98a-n。调制信号98a-n被组合到功率放大器100中并经天线102发射。可替代地，可以对于每个信道a-n提供一个IQ调制器。另外，每一调制信号98a-n可以被独立地功率放大然后组合后用于发射。通过使用如图7所示的单个宽带天线102或者多个窄带天线立即发射所有的信道。
图8是接收机的方框图，通常示出为104，用于接收并处理本发明的多信道扩频信号。多信道信号在天线106处被接收并在多信道接收机108中被处理以便分开信道、把分开的信道信号滤波、放大并下变换并把它们从模拟转换为数字形式用于处理。复数值抽样110a-n的数字化输出流在正交解扩器112a-n中被处理，在此，抽样流的不同偏移与一个或多个相互正交的扩展码相关。解扩器112a-n例如可以就是所谓的匹配滤波器或者滑行相关器，并且可以使用如下专利申请中公开的任何改进Dent和Wang的标题为“Efficient SlidingCorrelator(有效滑行相关器)”的美国专利申请No.08/967,444；Dent和Urabe申请的标题为“Reduced Power Matched Filter(减少的功率匹配滤波器)”的美国专利申请No.09/197,597；Bottomley等人在1996年11月14日申请的标题为“Despreading of DirectSequence Spectrum Communication Signals”(直接序列频谱通信信号的解扩)的美国专利申请No.08/748,755；在此，所有的专利申请公开因此被参考结合。
如果使用多数或者使用所有的可用正交码的信号要被解扩，则如在1996年11月14日的颁发给Dent标题为“Fast Walsh TransformProcessor”(快速沃尔什变换处理器)的美国专利No.5,357,454中描述的一个快速沃尔什变换电路可以被利用作为解扩器112a-n，在此，这个专利因此被参考结合。解扩器按一个码元接着一个码元的准则识别多径射线每一个的幅值和相位，每个解扩器112a-n输出一系列解扩不同的延迟射线114a-n。
对于相干解调，由传播路径引入的相位和幅度改变的影响必须从由于编码信息码元所引起的调制影响中被区分，为此目的可以使用信道估计。信道估计由Cij表示，Cij为信道i中的第j个延迟射线。为了去掉传播信道的影响，特定码元和射线的相关可以除以那条射线的信道估计。这在射线会衰落到零或者很小数值的衰落环境中可能很危险，因为通过将一个已衰落射线除以一个小的信道估计会增强噪音。可是，射线分类器116a-n首先识别来自解扩器112a-n的所有射线中最强的射线，那就是说，在每个信道中的衰落最小的射线被选择。在图8中，它是信道a的延迟3的射线以及信道n的延迟5的射线。信道a的最强射线通过除以最强射线信道的估计(Ca3)而在乘法器118a中被规范化，同样，另外一个频率信道的最强射线被选择并通过各自的信道估计(即，信道n的信道估计Cn5，在此，射线5是最强的)被规范化。来自乘法器118a-n中的数值现在将与它们的发射数值成正比。
然后，使用乘法器120a-n，由正被讨论的信号所使用的加权组的复共扼W*ik把这些值进一步加权。使用复共扼还原了在发射机处被信道间加权所应用的任何反相或相位旋转。来自所有信道a-n的所有解扩和加权射线现在应该都被相位对准，并因此可以在组合器122中被组合以便获得在每个信道中经最强路径接收的码元数值124。现在重复该过程，使用每个信道第二强的射线以便获得经第二强路径126接收的码元值；使用每个信道的第三大射线以便获得经第三强路径128接收的码元值等等，直到有效的所有射线已经被使用为止。最后，对于每一射线，这些值124，126，128，...在进一步的加权乘法器132之后在组合器130中被组合在一起，对于最强的射线值使用加权因子U1，对于第二强的射线值使用U2，在此对于每一射线，U1，U2...最好与信噪比成正比或者与想要和不想要的信号比成正比。来自组合器130中的最终的组合值134是一个复数值，其包含每一码元的一个或多个编码信息的软码元信息，并且使用已知技术在纠错解码器136中进一步处理这些软数值，已知技术可以包括把码元方式(symbol-wise)软信息变换为比特方式软信息，利用维特比最大似然序列估计算法(MLSE)的卷积解码，循环冗余检查以便检测未修正的差错等等。由纠错解码器136输出的硬比特138表示最初发射的信息比特。
通过设备首先仅仅把每个信道最强的射线规范化并组合一起，并随后是第二强的射线等等，从而企图只组合类似强度的射线，并因此降低了在某些射线已经衰落而其他射线没有衰落时上面所暗示的噪音放大问题。
减少规范衰落射线时减少噪音放大问题的另一方法是使用每一信号每一信道闭环功率控制。每个接收机向发射机报告它在每个信道中接收的信号强度。这可以是最强射线的强度或者可替代地是所有射线中功率的总和。然后，在一个接收机正在一个信道中接收比期望功率更低功率时，发射机，通过加权乘法器54增加该信道中发射到该接收机的功率；同时在接收机正在一个信道中接收比期望功率更高功率时，发射机减少在那个信道中发射到该接收机的功率。因为盼望不同接收机和频率信道之间的衰落不相关，所以通过降低发射到有利接收机的功率来补偿有缺陷的接收机需要的附加功率。可是，当使用这种方法时，不可能保持正交加权序列，除非被分配各自一个正交序列的子组中的所有信号都由同一频率信道中的同一因子来进行功率控制。因为这将在其它信号的功率电平中产生一个不良的变化，所以在使用非正交加权序列的情况下比在使用正交加权序列的情况下，不同频率信道中的独立功率控制可能更有用。因此有一个反向功率控制的变元，来降低频率信道中发射到接收机的功率，该功率与体验优良传播的信道中发射的功率相比具有很差的传播。按照这种方式，功率不浪费在试图克服暂时衰落上。
由于信号的延迟射线不再与未延迟射线或者属于另外一个信号的不同延迟的射线正交，所以通过解扩器112a-n实现的射线分离是有缺点的。一个给定信号的最强射线的每个解扩值包含一个由于所有其它信号的所有其它射线(即，与最强射线延迟不同的射线)影响所引起的差错。可是，使用正交码保证与给定信号的最强射线延迟相同的其它信号射线不干扰。对于诸如在蜂窝基站中使用的那些接收机，其不得不解码所有信号，一个所谓的多用户检测器，联合解调器或者其他此类技术可用来降低不同延迟射线之间的非正交干扰效应。如果扩展码已知，则通过把互相关矩阵的逆乘以所有信号和射线的解扩值组可以实现这一点。
对于不同的信道，有很少或几乎没有错误量相关，因此当它们在乘以信道加权W*ak，W*bk，...，W*nk之后在组合器122中被组合时它们没有构造地相加。可是，除了由于那些信号的相同射线所引起差错之外，由于使用正交加权组的信号所引起的差错都没有消除。
从图8中，很明显，对于信道a中的最强射线使用乘法器118a、120和132的每一射线的连续乘法换算等于通过合成因子(U1)(W*ak)/Ca3的单个乘法，在此U1是最强射线值的加权因子，W*ak是信道a的加权组的复共扼，Ca3是信道a的信道估计，在此射线3是最强的。
在上面使用的因子是一种标称的选择，它名义上消除了正交干扰，但是未必是降低非正交干扰。多信道瑞克接收机问题的更常规公式是确定加权组g(i，j，k，1)，在通过指针i和j总和数值以便获得具有索引(k，1)的信号的软码元值之前，加权组g应该被应用来使用每个信道中第1个存取码和信道间加权的第k组来乘以信号的第i个信道的第j条射线。
作为蜂窝基站中所感兴趣的，对于所有信号同时解决全部问题，需要一种类型的多用户解调器或联合解调器。可是，如果一次只对于一个信号解决问题，以便对于那个信号产生矩阵值g(i j)，则需要一个简单的接收机，它可以有兴趣使用在有兴趣一次只接收一个信号的蜂窝电话中。在一个实际的实现中，它可以更简单地根据接收信号的观测和处理来为每个信道中的每一射线估计信号与(噪音+干扰)比，而不是根据有效信号的数目、每个信道中使用的码以及每个信号的功率电平来确定公式，因为把后一种信息提供给接收机将表示相当数量的信令。
信道估计被使用在本发明的接收机中以便旋转来自每个频率信道中解扩贡献后的相位，以使它们将构造地增加，提高解码期望信号分量与干扰分量之比。信道估计还可以被用来换算来自每个频率信道中贡献的幅度，因此使用正交信道间加权的干扰信号将被消除。
通过使用可用正交码/加权组组合中的一个可以获得信道估计从而发射一个非信息承载信号，即，纯码，在U.S.IS95系统中称为导频码。另外一种方法在1994年12月27日颁发给Dent的标题为“Calling Channel in CDMA Communications System(CDMA通信系统中的呼叫信道)”的美国专利No.5,377,183中被描述，其中以最高功率电平来发射以便达到小区边界的呼叫告警信号也可以被使用作为一个导频码。在该公开方法的一个变型中，用期望信息和应用到呼叫告警信道上的信息的乘积来调制信息承载或“业务”信号码，以使当使用该呼叫告警信道信号作为用于解码业务信号的一个相干参考时，呼叫告警信息调制抵消。在此，上述No.5,377,183专利据此被参考结合。
在Dent1999年2月10日申请的标题为“Maximum LikelihoodRake Receiver for Use in a Code Division，Multiple AccessWireless Communication System”(使用在码分多址无线通信系统中的最大似然瑞克接收机)的美国专利申请No.09/247,609中描述的另外一种方法中，通过定期地把已知码元插入在业务码元流之中来发射导频码元，该已知码元对接收机来说是预先已知的并且被用来协助解码对于接收机预先不知道的业务码元。上面提及的申请(在此，它的公开被因此参考结合)也公开了在解码之后如何使用业务码元作为另外的“已知”码元来提高信道估计。可以对业务码元的所有可能解码执行之以便产生信道估计的候选组，其每一个被用于解码已经被导出的业务码元串。然而，在1994年4月19日颁发给Dent的标题为“Quantized Coherent Rake Receiver”(量化相干瑞克接收机)的美国专利No.5,305,349中描述的另外一种信道估计方法，可以被使用来对利用正交或双正交码发射的多比特码元进行解码。在通过决定多个正交码的哪一个被发射来解码前一码元之后，该被确定的码的相位和幅度被用来提供用于解码下一码元的信道估计。在此，上述No.5,305,349专利据此被参考结合。
使用从每个信息携带信号本身中分别导出信道估计的上述那些方法而不是使用公共导频码或公共导频码元的一个优点是那样可以使用使目标接收机最优化的不同天线射束来发射每个信号。对于从空间地分布的用户终端(比如移动电话)到中央基站的方向上的通信，使用重叠信息信号码而发射每一信号导频码或者另外通过把已知导频码元与信息码元复用来从每个信号本身中导出信道估计是很重要的。
在通过信道估计的倒数来换算给定频率信道中的信号贡献时，正交信号码被抑制，但是是以放大具有相对低信道估计的信道中的噪声作为代价。通过把来自每个信道中的最强射线、然后第二强的射线等等组合在一起来减少这种影响，然后使用进一步加权来组合已组合的射线。这种技术的数学表达式如下 如果随机噪声或其它小区干扰超过小区内干扰成为主要的，则需要另一种加权，即 在两种情况下，加权因子的相位是相同的，那就是说，它等于信道估计Cij的相位的倒数。当噪声或其它小区干扰的混合对于小区干扰中存在时，可以假定存在于C*ij和1/Cij之间的折衷加权因子是最佳的，此折衷加权因子应该具有与上面二者相同的相位，但是具有一个介于二者之间的幅度。这种加权因子例如应该是Qij＝(x/(x+y))C*ij+(y/(x+y))/Cij在此“x”是小区外干扰而“y”是小区内干扰。在这种情况下，加权因子Uj的值应该是 上面的加权与最佳加权相符从而至少使用所有小区内和所有小区外干扰的极值，并因此被盼望表现为最佳接近于中间情况。
通过测量小区自己发射和周围小区发射的强度，可以产生小区内与小区外干扰比值的估计，移动电话通常如此执行以用于越区切换的目的。还可以只在呼叫建立时估计x和y的值并在整个呼叫期间保持固定。服务基站还可以根据移动电话到小区边界的估计接近度(或者通过位置估计或者从观测信号强度中)来做出估计，例如在1997年9月23日颁发给Dent标题为“Navigation Assistance for CallHandling in Mobile Telephone Systems(移动电话系统中呼叫处理的导航协助)”的美国专利No.5,670,964中所公开的，在此，它因此被参考结合。
图9是接收机的另外一种实现，通常示出为140，用于接收并处理本发明的多信道扩频信号。多信道信号在天线106(参见图8)处被接收并在多信道接收机108(参见图8)中被处理以便分开信道，把分开的信道信号滤波、放大并下变换并且把它们从模拟变换为数字形式用于处理。复数值抽样110a-n的数字化输出流在正交解扩器112a-n中被处理，正如关于图8所示出和描述的一样。每一解扩器112a-n按一个码元一个码元的准则识别多径射线每一个的幅值和相位并输出一系列解扩不同的延迟射线142aa-m，142ba-m，...，142na-m，每一系列射线142aa-m，142ba-m，...，142na-m在各自的瑞克接收机144a，144b，...，144n处被接收。
通过任意方式获得由Cij表示的信道估计，Cij是信道i中的第j个延迟射线。瑞克接收机144a-n让每个信道a-n的多径射线的每一个与它们各自的信道估计Cij在乘法器146中相乘，把每个信道a-n的相乘输出在组合器148中组合，并且对于每一编码信息码元周期得出每一信道的一个实数或者复数，表示为150a-n。瑞克接收机144a-n可以是传统型的或者改良型的，如在此参考结合的任意参考一样。
每一信道瑞克组合输出150a-n的每一个由信道间组合器152接收，信道间组合器152把瑞克组合输出150a-n进一步加权并组合，以便产生每一编码信息码元的最终组合值154。最终的组合值154是一种软数值，使用已知技术在纠错解码器156中进一步处理这些软数值，已知技术可以包括把码元方式软信息变换为比特方式软信息，利用维特比最大似然序列估计算法(MLSE)的卷积解码，循环冗余检查以便检测未修正的差错等等。由纠错解码器156输出的硬比特158表示最初发射的信息比特。
信道间组合器152的操作如下。如果使用对信道中所有信号来说是公共的导频码或者导频码元来获得信道估计，则对于一个给定的信号应用到每个单独的信号Wa，Wb，...，Wn的信道间加权因子在瑞克接收机144a-n中没有被移走。因此，期望信号的加权因子的共轭必须被应用到每一信道瑞克组合输出150a-n以便还原在发射机处由信道间加权所应用的任何反相或相位旋转。瑞克组合输出150a-n因此通过乘法器160a-n乘以各自的加权因子W*a，...，W*n的共轭。
另一方面，如果使用每一信号导频码元来获得信道估计——该每一信号导频码元与信号的数据码元复用并从而在发射机处附属于同一信道间加权因子，则瑞克接收机144a-n的每一信道瑞克组合将去掉信道间加权因子，并且被信道间组合器152应用的共轭加权因子W*a，...，W*n将被设置统一。
在上面的任一情况下，为了完成具有正交信道间加权的信号的消除，每一信道瑞克输出150a-n应该通过每个除以各自信道的信道估计的平方和(即，瑞克加权)来被换算成为相同的幅度。这表示在应用到乘法器160a-n的数值的分母中并且表示总的每一信道能量。当使用这种方法来保护尽管信道增益不同时的正交性时，由于所有射线的平方和(射线的信道估计)将为零的低可能性的优点使得减少了除以零的危险，这意味着所有的多径射线同时衰落。
本领域的技术人员应该理解，当小区内干扰，即从来自同一发射机中发射的其它信号中的干扰不是主要时，除了总的每一信道能量的除法之外的换算可以被利用。对于没有小区内干扰的极端情况，不需要换算。对于都是小区内干扰的极端情况，总的每一信道能量的除法换算被利用。对于干扰部分是小区内干扰和部分是其他小区干扰或噪音的情况下，换算可以被设计为落在没有换算和总的每一信道能量的除法之间。
来自乘法器160a-n中进一步加权和换算的输出162a-n在组合器164中相加以便生产最终的组合值154，如先前所述，它被纠错解码器156处理，从而产生表示最初发射信号的硬比特序列158。
本发明信号变换器中的另外一种变形包括使用信道内扩展技术，其在多径条件之下在不同信号之间提供改良的正交性。这种技术使用对携带不同信息比特的一些连续正交码进行交织，因此，所有第一代码比特被首先发射，所有第二代码比特被其次发射等等。此也等于连续地发射信息比特字块N次，在此N是信道内扩展因数，对于从一组正交码或相位序列中选择的每个字块重复使用不同的符号或相位旋转。这种技术在Dent＿＿申请的标题为“＿＿”的美国专利申请No.08/898,392中被描述，在此，此专利申请公开因此被参考结合。
在此描述的使用在多载波CDMA系统中的本发明信号变换器提供宽频率范围上的信号扩展，提供频率分集，并且具有胜过传统宽带CDMA技术的优点，其只是使用更高码片速率的扩展码来获得宽频谱扩展。因为所使用的信道不必相邻，所以在非连接的频谱上可以获得扩展。因此，即使在通信业务供应商拥有的特定频率分配的地方，也仍然可以使用在此描述的扩频技术。另外，由于不得不分解的多径射线数目被降低，所以高级多用户解调算法所需要的信号处理工作量因此被减少。这也帮助抑制了由信号的时移复制所引起的非正交干扰程度。
虽然利用附图的详细参考已经描述了本发明，但是应该理解，在不偏离本发明的范围和精神的条件下可以对其进行各种改进，比如组合任何所包含的资料的教导或其它现有技术。
权利要求
1.一种使用在利用多个频率信道用于发射的码分多址(CDMA)通信系统中的信号变换器，所述信号变换器包括多个加权乘法器，其每一个接收在多个频率信道的每一个中用于发射的多个信息信号不同的一个，所述多个加权乘法器的每一个把它接收的信息信号乘以不同的频率信道相关的加权序列并得出多个加权信息信号；多个组合器，其每一个与多个频率信道不同的一个相关，所述多个组合器的每一个接收相应于不同信息信号来自多个加权乘法器每一个中的选择加权信息信号，并把在所述多个频率信道同一个中用于发射的所述选择加权信息信号组合，以便得出多个组合加权信息信号；和一个扩频编码器，接收(a)多个信息信号，或者(b)多个组合加权信息信号中的任一个，并且使用各自的扩频存取码来编码接收信号，以便得出(a)多个扩频信息信号，或者(b)多个扩频组合加权信息信号中的任一个，其中，当扩频编码器接收多个信息信号时，多个扩频信息信号包括由多个加权乘法器接收的多个信息信号。
2.如权利要求1所述的信号变换器，其中，所述扩频编码器使用第一扩频存取码来在所述多个频率信道的一个中编码所述多个信息信号的子组，多个加权乘法器利用与所述子组中其它信息信号所使用的频率信道相关加权正交的一个频率信道相关加权来加权所述子组内的每个信息信号。
3.如权利要求1所述的信号变换器，其中，所述扩频编码器使用相互正交的各自扩频存取码的第一组来编码所述多个频率信道的一个中所述多个信息信号的第一子组。
4.如权利要求3所述的信号变换器，其中，该扩频编码器使用相互正交的第二组扩频存取码来编码所述多个频率信道的一个中所述多个信息信号的第二子组，该相互正交的第二组扩频存取码不与第一组正交。
5.如权利要求4所述的信号变换器，其中，各自的加权乘法器使用第一组频率信道相关加权来加权正交扩频编码的信息信号的第一子组，并且各自的加权乘法器使用第二组频率信道相关加权来加权正交扩频编码的信息信号的第二子组，用于第一子组的第一组加权与用于所述第二子组的第二组加权正交。
6.如权利要求4所述的信号变换器，其中，相互正交的第一和第二组扩频存取码被码片交织，以便降低在发射期间由多径传播引起的正交性损失。
7.如权利要求4所述的信号变换器，其中，相互正交的第一和第二组扩频存取码包括傅立叶序列。
8.如权利要求4所述的信号变换器，其中，相互正交的第一和第二组扩频存取码包括沃尔什码。
9.如权利要求4所述的信号变换器，其中，相互正交的第一和第二组扩频存取码包括通过公共存取码的相加而修改的沃尔什码。
10.如权利要求9所述的信号变换器，其中，所述公共存取码包括本特序列。
11.如权利要求2所述的信号变换器，其中，所述频率信道相关加权的第一和第二组正交序列包括沃尔什码。
12.如权利要求2所述的信号变换器，其中，所述频率信道相关加权的第一和第二组正交序列包括傅立叶序列。
13.如权利要求1所述的信号变换器，其中，第一和第二组中的所述每一个频率信道相关加权包括所述多个信息信号每一个的一个功率电平设置。
14.如权利要求13所述的信号变换器，其中，多个加权乘法器保持所述多个频率信道的每一个中的一个信息信号与另外一个的相对功率电平比相等。
15.如权利要求13所述的信号变换器，其中，通过向多个加权乘法器反馈由在所述多个频率信道每一个中接收特定信息信号的CDMA通信系统的接收机所做出的信号强度测量，来控制所述多个频率信道每一个中的特定信息信号的功率电平设置。
16.如权利要求15所述的信号变换器，其中，如果接收机做出的信号强度测量表示第一频率信道中的所述特定信息信号的与第二频率信道相比的较低接收信号强度，那么与所述频率信道的第二个中的所述特定信息信号的功率电平设置相比，多个加权乘法器降低所述多个频率信道的第一个中的所述特定信息信号的功率电平设置。
17.如权利要求1所述的信号变换器，其中，所述多个频率信道是非邻接的。
18.如权利要求1所述的信号变换器，其中，所述信号变换器作为蜂窝电话基站的一个组件而被包括。
19.如权利要求18所述的信号变换器，其中，所述多个信息信号的一个是一个呼叫告警信号。
20.如权利要求18所述的信号变换器，其中，所述多个信息信号的一个是一个包括已知信息码元在内的导频信号。
21.如权利要求1所述的信号变换器，其中，所述多个信息信号包括导频码元。
22.一种使用在利用多个频率信道用于发射的码分多址(CDMA)通信系统中的发射机，所述发射机包括一个信号变换器，包括多个加权乘法器，其每一个接收在多个频率信道的每一个中用于发射的多个信息信号不同的一个，所述多个加权乘法器的每一个把它接收的信息信号乘以不同的频率信道相关加权序列并得出多个加权信息信号；多个组合器，其每一个与多个频率信道不同的一个相关，所述多个组合器的每一个接收相应于不同信息信号来自多个加权乘法器的每一个中的选择加权信息信号，并把在所述多个频率信道的同一个中用于发射的所述选择加权信息信号组合，以便得出多个组合加权信息信号；和一个扩频编码器，接收(a)多个信息信号，或者(b)多个组合加权信息信号中的任一个，并且使用各自的扩频存取码来编码接收信号，以便得出(a)多个扩频信息信号，或者(b)多个扩频组合加权信息信号中的任一个，其中，当扩频编码器接收多个信息信号时，多个扩频信息信号包括多个由多个加权乘法器接收的多个信息信号；一个调制器，接收(a)多个组合加权信息信号，或者(b)多个扩频组合加权信息信号中的任一个，并且利用各自的信道频率来调制接收信号，以便得出多个调制信息信号；和至少一个天线，接收多个调制信息信号，并通过CDMA通信系统在多个频率信道的每一个中发射多个调制信息信号。
23.一种得出在多个频率信道中用于发射的宽信道码分多址(CDMA)信息信号的方法，所述方法包括如下步骤用不同的频率信道相关加权序列来乘以多个频率信道的每一个中用于发射的多个信息信号的每一个，以便得出多个加权信息信号；相应于在所述多个频率信道同一个中用于发射的不同信息信号，把选择加权信息信号组合，以便得出多个组合加权信息信号；和使用各自的扩频存取码来编码(a)多个信息信号或者(b)多个组合加权信息信号中的任一个，以便得出(a)多个扩频信息信号，或者(b)多个扩频组合加权信息信号中的任一个，其中，当在所述编码步骤中多个信息信号被编码时，多个扩频信息信号包括在所述相乘步骤中被相乘的多个信息信号。
24.如权利要求23所述的方法，其中，使用第一扩频存取码来编码所述多个频率信道的一个中的所述多个信息信号的子组，并在其中利用与所述子组中其它信息信号所使用的频率信道相关加权正交的一个频率信道相关加权来加权所述子组内的每个信息信号。
25.如权利要求23所述的方法，其中，使用相互正交的各自扩频存取码的第一组来编码所述多个频率信道的一个中的所述多个信息信号的第一子组。
26.如权利要求25所述的方法，其中，使用相互正交的第二组扩频存取码来编码所述多个频率信道的一个中的所述多个信息信号的第二子组，所述相互正交的第二组扩频存取码与所述第一子组所使用的第一组码不正交。
27.如权利要求26所述的方法，其中，使用第一组频率信道相关加权来加权正交扩频编码的信息信号的第一子组，并且使用第二组频率信道相关加权来加权正交扩展频谱编码的信息信号的第二子组，第一组加权与第二组加权正交。
28.如权利要求26所述的方法，还包括如下步骤把相互正交的第一和第二组扩频存取码码片交织，以便降低在发射期间由多径传播引起的正交性损失。
29.如权利要求26所述的方法，其中，相互正交的第一和第二组扩频存取码包括傅立叶序列。
30.如权利要求26所述的方法，其中，相互正交的第一和第二组扩频存取码包括沃尔什码。
31.如权利要求26所述的方法，其中，相互正交的第一和第二组扩频存取码包括通过公共存取码的相加而修改的沃尔什码。
32.如权利要求31所述的方法，其中，所述公共存取码包括本特序列。
33.如权利要求24所述的方法，其中，所述频率信道相关加权的第一和第二组正交序列包括沃尔什码。
34.如权利要求24所述的方法，其中，所述频率信道相关加权的第一和第二组正交序列包括傅立叶序列。
35如权利要求24所述的方法，其中，第一和第二组中的所述每一个频率信道相关加权包括所述多个信息信号每一个的一个功率电平设置。
36.如权利要求35所述的方法，其中，在所述多个频率信道的每一个中一个信息信号与另外一个的相对功率电平比基本上相等。
37.如权利要求23所述的方法，还包括如下步骤利用各自的信道频率来调制(a)多个组合加权信息信号或者(b)多个扩频组合加权信息信号中的任一个，以便得出多个调制信息信号；和通过CDMA通信系统在多个频率信道的每一个中发射多个调制信息信号。
38.一种接收机，用于接收并处理已经通过多个频率信道被扩频编码的信号，所述接收机包括一个多信道接收机，用于接收并分开由发射机在多个频率信道的每一个中发射的信号，并且用于把接收信号放大、滤波并转换成为一个适当的形式用于进一步处理；一个解扩器，用于使用介于变换信号和存取码之间的不同时移来把在每一频率信道中接收的来自多信道接收机中转换信号与各自的存取码相关，以便对于每个时移和每个频率信道获得一个解扩值；一个射线分类器，用于确定与每个频率信道中最大预期幅值的解扩值相关的时移和每个频率信道中至少第二最大期望值的时移；第一组合器，用于把来自每个频率信道中的最大解扩值组合，以便获得第一组合值；第二组合器，用于把来自每个频率信道中的第二最大解扩值组合，以便获得至少第二组合值；一个加法器，用于使用与每一组合值的期望信号与干扰信号之比相关的加权来把第一和第二组合值加权并相加，以及得出一个最终的组合值；和一个纠错解码器，接收来自加法器中的最终的组合值，并得出表示最初发射信号的一个解码信号。
39.如权利要求38所述的接收机，其中，射线分类器使用信道估算来确定解扩值的期望值。
40.如权利要求39所述的接收机，其中，通过把转换信号与一个已知导频码相关来得出信道估计。
41.如权利要求39所述的接收机，其中，通过把转换信号与一个呼叫告警信道码相关来得出信道估计。
42.如权利要求39所述的接收机，其中，通过把转换信号与一个已知导频码元相关来得出信道估计。
43.如权利要求39所述的接收机，其中，通过把与同一频率信道和时移相关的连续解扩值滤波来得出信道估计。
44.如权利要求38所述的接收机，其中，第一和第二组合器通过把除以一个复数期望值的每个复数解扩值进行总和来把解扩值组合。
45.如权利要求38所述的接收机，其中，第一和第二组合器通过把乘以复数期望值复共扼的每个复数解扩值进行总和来把解扩值组合。
46.如权利要求38所述的接收机，其中，所述第一和第二组合器通过在通过相角等于复数期望值复共扼的相角的值旋转之后，把每个复数解扩值进行总和来把解扩值组合。
47.如权利要求46所述的接收机，其中，依靠每个解扩值的期望与干扰信号之比通过幅度比例因子来在幅度上换算旋转的解扩值。
48.如权利要求47所述的接收机，其中，幅度比例因子是介于与期待解扩值成正比的值和与预期解扩值成反比的值之间的一个数值。
49.一种接收机，用于接收并处理已经通过多个频率信道被扩频编码的信号，所述接收机包括一个多信道接收机，用于接收并分开由发射机在多个频率信道的每一个中发射的信号，并且用于把接收信号放大、滤波并转换成为一个适当的形式用于进一步处理；一个解扩器，用于使用介于变换信号和存取码之间的不同时移来把在多个频率信道的每一个中接收的来自多信道接收机中转换信号与各自的存取码相关，以便对于每个时移和每个频率信道获得一个解扩值；至少一个组合器，用于使用从一组不同的加权序列中选择的相乘的、频率信道相关加权来把来自每个频率信道中的相应的解扩值总和，以便获得至少一个组合值；和一个纠错解码器，接收来自组合器中的组合值，并得出表示最初发射信号的一个解码信号。
50.如权利要求49所述的接收机，其中，来自每个频率信道中的相应的解扩值相应于每个时移和每个频率信道的最强的全部解扩值。
51.如权利要求50所述的接收机，其中，解扩器通过把转换信号与一个已知导频码相关来确定解扩值的期望值。
52.如权利要求50所述的接收机，其中，解扩器通过把转换信号与一个呼叫告警信道码相关来确定解扩值的期望值。
53.如权利要求50所述的接收机，其中，解扩器通过把转换信号与已知导频码元相关来确定解扩值的期望值。
54.如权利要求49所述的接收机，其中，频率信道相关加权的序列构成与不同加权序列的至少另外一个相互正交的一个序列。
55.一种接收机，用于接收并处理已经通过多个频率信道被扩频编码的信号，所述接收机包括一个多信道接收机，用于接收并分开在多个频率信道的每一个中发射的信号，并且用于把接收信号放大、滤波并转换成为一个适当的形式用于进一步处理；一个与多个频率信道的每一个相关的瑞克接收机，用于把包含在每一转换信号内的不同多径射线分开、加权并组合，以便对于每个频率信道获得表示一个编码信息码元的一个瑞克组合值；一个信道间组合器，用于把表示同一编码信息码元的所述瑞克组合值另外加权并组合，以便得出每一编码信息码元的一个最终组合值；和一个纠错解码器，接收来自信道间组合器中的最终组合值，并得出表示最初发射信号的一个解码信号。
56.如权利要求55所述的接收机，其中，信道间组合器通过去掉在发射机处应用到被解码的各个信号上的每一信道相移来把瑞克组合值进一步加权。
57.如权利要求55所述的接收机，其中，信道间组合器通过把每一瑞克组合值除以其总的每一信道能量来把瑞克组合值规范化，从而把瑞克组合值进一步加权。
58.如权利要求57所述的接收机，其中，通过把每个频率信道的瑞克加权的平方进行总和来获得总的每一信道能量。
59.如权利要求55所述的接收机，其中，信道间组合器通过依靠从同一发射机中发射的其它信号中的干扰与不同发射机发射的其它信号中的干扰之比来换算瑞克组合值，从而把瑞克组合值进一步加权。
全文摘要
在CDMA系统中,使用纠错编码和扩频存取码的组合来把要被发射的一则消息进行冗长编码用于发射。编码消息被调制到第一射频信道或频带,并且还要被调制到至少一个其他频率信道,其可以是一个相邻的或者一个非相邻信道。同样地产生用于发射的其它消息,并且使用一组加权因子来把在第一信道上用于发射的信号进行总和,同时在第一信道上发射加权和。使用与它们在第一信道上的值相比具有一个累进相对相位旋转的加权因子,同一信号被总和用于在至少一个其他频率通道上发射。通过不同频率信道用于一个信号的加权因子序列最好与用于不同信号的加权因子序列正交。
文档编号H04B1/707GK1371553SQ00812250
公开日2002年9月25日 申请日期2000年6月7日 优先权日1999年6月28日
发明者P·W·登特 申请人:艾利森公司