专利名称：Qam解调器中的双自动增益控制的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于解调由QAM方案调制信号的正交振幅调制(QAM)类解调器。
背景技术：
正交振幅调制(QAM)是一种中频(IF)调制方案，在该方案中，QAM信号是分别采用两个正交载波来幅度调制两个相互独立产生的基带信号，并与合成信号相加而产生的。QAM调制用于将数字信息调制到常规的频带上。它可以使信号所占据的波谱频带与传输线的通带相匹配，使得信号能够频分复用，或能够采用较小的天线来发射信号。QAM已经被数字视频广播(DVB)和数字音频视频理事会(DAVIC)和多媒体电缆网络系统(MCNS)等标准化组织所采用，用于同轴电缆、混合光纤同轴电缆(HFC)以及微波多端口分配无线系统(MMDS)等TV网络中数字TV信号的传输。
QAM调制方案具有多个可变的电平(4，16，32，64，128，256，512，1024)，它可提供2，4，5，6，7，8，9，和10Mbit/s/MHz的传输速率。该方案在美国的6MHz CATV的频道上可提供大约42Mbit/s(QAM-256)的传输速率，在欧洲8MHz CATV的频道上可提供大约56Mbit/s的传输速率。这就意味着等效于在一个模拟电视节目的等效带宽上传输的10个PAL制或SECAM制的频道，并且约为2至3个高清晰度电视(HDTV)节目。音频和视频流是数字编码的，并映射成包含188字节的MPEG2传输流数据包。
数据位流被分解成n个二进制的数据包。每个数据包映射成由两个分量I和Q表示的QAM符号，例如，n＝4位就映射成一个16-QAM码元，n＝8位就映射成一个256-QAM码元。I和Q分量可采用正弦波和余弦波(载波)来滤波和调制，而成为唯一的射频(RF)频谱。I和Q分量一般可采用矢量图(constellation)来表示，矢量图以同相和正交座标来表示的可能的离散值。传输信号S(t)可表示为s(t)＝Icos(2πf0t)-Qsin(2πf0t)
式中，f0为RF信号的中心频率。通常，I分量和Q分量是在发射机和接收机处采用升余弦滤波所滤波的波形。因此，合成的RF频谱中心位于f0周围，并具有R(1+α)带宽，其中，R是码元传输速率，α是升余弦滤波器的滚降因素。码元传输速率是码元传输速率的1/nth，这是因为n位码按时间单位1/R映射到一个QAM码元中的缘故。
为了能从调制的载波中恢复基带信号，在传输线的接收端使用解调器。接收机必须控制接收信号的输入放大器的增益，恢复信号的码元频率，并恢复RF信号的载波频率。在完成这些主要功能之后，就接收到了矢量图上的一个点，这是传输的QAM码元和在传输过程中所增加的噪声之和。接收机根据QAM码元之间距离一半所处传输线的条件来进行阈值判决，以决定最可几发出的码元。根据该码元，使用调制器中相同的映射就难以映射二进制码。一般来说，二进制码是经过前向误差译码器，前向误差译码器纠正对实际传输的QAM码元的可能错误判决。前向误差译码器通常还包含去交错器，去交错器的功能是将可能突发性的误差扩展开来，否则突发性的误差常使得校正难以进行。
一般来说，在传输调制信号的过程中，解调器所接收到的信号已经过适当放大倍数的放大，以补偿由于传输路径或其它因素而引起的接收信号的衰减。因而，必须控制信号的放大倍数，以控制信号的接收电平。为了控制信号的电平，经常采用自动增益控制(AGC)电路，由它控制解调器中放大器的增益。例如，授权给Sato的美国专利5,729,173中，披露了一个用于接收QAM信号的QAM解调器，它具有抑制导频信号的功能。(导频存在于残留边带(VSB)调制中，但在QAM调制中，并不需要导频，因此，一般也就不使用导频。)解调器包括了一个放大倍数控制器，在该控制器中，放大倍数控制是与接收信号的采样时序控制分别进行的。另外，授权给Wender的美国专利5,761,251中，披露了一种对QAM调制实现DC直流偏置校正和自动增益控制的电路结构。在许多现有技术的设计中，自动增益控制(AGC)电路只是基于QAM信号，但也采用反馈方式用于其它模拟电路。这就会引起在解调器输入端使用的模数转换电路的饱和问题。另一方面，其它现有技术的设计采用基于全输入信号的AGC电路。然而，这就要求必须在信号输入解调器之前，能很好地从相邻频道中过滤出信号。
本发明的目的是提供一种在解调器中提供增益控制的QAM解调器，以便防止由放大器的非线性和A/D转换器的饱和所引起的信号失真，该解调器还能够在解调器内，使QAM信号的电平适合于采用数字增益的校正电平。
本发明的另一目的是提供一种QAM解调器，其中，它的增益控制相对于相邻频道是独立的，因此，相对于输入信号的码元速率也是独立的。
本发明的另一目的是提供具有增益控制的QAM解调器，它不会使A/D转换器饱和。
发明概述具有第一自动增益控制电路和第二自动增益控制电路的QAM解调器已经能够达到上述目的。解调器的第一自动增益控制电路输出作为接收信号函数的第一信号，并且第一信号用于控制提供A/D转换器输入的放大器的增益；解调器的第二自动增益控制电路输出从滤波后的QAM信号中得到的第二信号。第二信号控制数字乘法器的增益，数字乘法器所产生的信号经过接收滤波器馈送至均衡器。双自动增益控制电路，分别处于接收滤波器的前后，使得对相邻频道信号所引起的非线性具有较好的阻尼。
第一自动增益控制(AGC)电路控制输入A/D转换器信号的全部功率，不仅包含所要求的频谱，还包含在输入解调器之前没有被完全滤去的相邻频道的频谱。这就使得可以利用最大范围的A/D转换器，并保证不会由于AGC反馈而引起模拟饱和。第二AGC电路设置在接收滤波器之后，因此只需要考虑信号本身。第二AGC电路使内部放大电平适合于QAM信号电平的精确判决阈值，并补偿第一AGC电路中由于相邻频道的干扰而引起的衰减。
附图简述
图1是能够使用本发明解调器的网路接口单元的方框图。
图2是本发明解调器的方框图。
图3是图2所示解调器的第一AGC单元的方框图。
图4是图2所示解调器的第二AGC单元的方框图。
图5是图2所示一部分解调器的方框图。
图6是图2所示解调器的直接数字合成器的方框图。
图7是图2所示解调器的数字时序恢复电路的方框图。
图8是众所周知的插值模型的方框图。
图9是用于图7所示数字时序恢复电路的插值模型的方框图。
图10是用于图2解调器码元检测电路的相位噪声和添加噪声估值器的方框图。
图11是用于图2所示解调器的双误码速率估值器的方框图。
实施本发明的最佳方式参照图1，本发明的解调器99通常可用作网路接口单元92的一部分。网路接口单元92定义为从有线网接收到的信号95和多路分解器的输入信号93之间的接口模块。来自有线网的信号95输入到调谐器96。调谐器在输入端接收47MHz至862MHz范围内的频率信号，并将所选择的频率下变换到中频(IF)。这IF中频取决于与地理位置有关的频道带宽。例如，NTSC，美国和日本所采用的电视标准，对44MHz的IF具有6MHz的频道；而，PAL/SECAM，欧洲采用的标准，对36MHz的IF具有8MHz的频道。调谐器的输出再输入到表面声波(SAW)滤波器97，IF频率等于SAW滤波器的中心频率。SAW滤波器97的输出馈送至放大器98，用于补偿SAW滤波器的衰减，随后将放大器98的输出馈送至QAM解调器99。放大器98也可具有可变的增益，它受QAM解调器的自动增益控制信号94的控制。QAM解调器99也可用于各种其它使用QAM或QPSK(四相移相键控)解调的数字传输系统，例如，无线电链路，无线本地环路，或用户网路(in-home network)。
参照图2，本发明的QAM解调器99包括接收IF输入信号12的模数(A/D)转换器25。A/D转换器25采样IF信号12，并产生一个在IF信号12的中心频率F0附近的数字频谱。A/D转换器25的输出信号14馈送至包括直接数字合成器30的基带转换电路，以便将IF信号转换为基带信号。A/D转换器25的输出信号14也馈送至第一自动增益控制电路(AGC)10，用于控制A/D转换器25输入信号的模拟增益。
在信号转换成具有信号分量I(同相)和Q(正交)的基带信号后，基带信号馈送至时序恢复电路35，该时序恢复电路用于使解调器电路的时序与输入信号的码元同步。时序恢复电路35为了采样输入信号，采用连续可变插值式滤波器，它使得电路能够恢复一个非常宽范围内的码元速率，下文将作进一步的说明。该信号再馈送至数字乘法器210，它是第二自动增益控制(AGC2)电路20的一个部件。随后，信号通过接收滤波器40再馈送至均衡器45。AGC2电路是一个数字式AGC电路，在均衡器45的输入端对信号电平进行精细的调整。数字式AGC电路20仅仅只考虑信号的自身，这是由于相邻频道的信号已经被接收滤波器40滤波了，并且因此，数字式AGC电路20数字补偿了模拟AGC1电路10受相邻频道影响而下降的输入功率。接收滤波器40是一个支持滚降因素从0.11到0.3的平方根升余弦类型的滤波器，它接收时序恢复电路的输出信号，并确保带外抑制高于43dB。这种很明显的抑制增加了网路接口单元对相邻频道的补偿限制(back off margin)。均衡器45补偿在网路上所遇到的不同损伤，例如，所不需要的幅度—频率或相位—频率响应。两个均衡器的结构可以选择，横向的或可选择中心分支位置判决反馈的。
均衡器45的输出信号馈送至载波恢复电路50以恢复载波信号。载波恢复电路50使得能够获取和追踪高于码元速率12％的频率偏移。恢复的频率偏移可以通过I2C接口来检测。检测信息可以用于重复调整调谐器频率或解调器频率，以减少信号的滤波下降，这有助于改善误码率。载波恢复电路50的输出信号馈送至码元判决电路55和功率比较电路230以及在数字AGC2电路中的数字环形滤波器220，为乘法器提供增益控制信号225。在码元判决电路55中，信号馈送至码元阈值检测器和差分译码器，最后提供至DVB或DAVIC的逆变换器，逆变换器产生恢复的位流57送至前向纠错电路60。码元判决电路的输出57也馈送至功率比较电路230。
前置纠错(FFC)电路60首先进行帧同步61，在同步过程中，位流输出时被分解成240字节的数据包。数据包馈送至去交错器和里德—所罗门(RS，Reed-Solomen)译码器65，对数据包去交错，随后由每数据包最大8个误差(比特)的RS译码器进行纠错。只要有可能，RS译码器也能提供有关未校正数据包的其它信息以及数据包中校正字节的位置。对去交错器来说，可以选择两个深度，即，12(DVB/DAVIC)和17。深度17可增强系统抵御脉冲噪声的能力，但须假定在监视器上的信号已经以相同的数值交错。在RS译码之后，对数据包解绕(descramble)以去除能量扩散。FEC电路的数据输出93由MPEG2传输系统(TS)数据包组成，并且也是解调器99的输出。此外，误码率信号68，69传输至双误码率估值器电路70，估值器电路70根据纠错和帧模式识别情况来估计出低的误码率和高的误码率，并产生误码率信号72。
正如以上所说明的那样，双自动增益控制(AGC)电路是设置在接收滤波器前后，以控制信号的接收电平。第一AGC电路10控制A/D转换器输入信号的模拟增益。参照图3，A/D转换器25的输出信号14馈送至AGC 10的功率估值电路110，以便估计接收信号14的信号电平，并将其与预定的信号电平相比较。功率估值电路110包括方波模块(square module)130，它将信号14转换成输入比较电路140的方波。比较器140将输入信号与预定的参考电压或比较器的阈值电压相比较，当输入信号的电平与比较器的阈值电压相匹配时，比较器就产生一个输出信号。比较器的阈值电压或参考电压也可被修改电路120所采用。修改电路120监视着来自相邻频道125的信号，并对参考信号作相应的修改。此外，饱和检测计数器115检测A/D转换器是否处于饱和状态，如果是处于饱和状态，就向修改电路发出一个信号，以便于调整参考电压以消除饱和状态。在信号通过比较器140之后，功率估值电路110的输出信号就馈送至数字环形滤波器150，数字环形滤波器150从信号中去除载波频率分量和谐波，但信号的原始调制频率可以通过。数字环形滤波器150接收配置信号152，设置信号设定了限制非线性的放大器最大增益配置。数字环形滤波器150的输出信号162转换成脉冲宽度调制(PWM)信号160，该信号馈送至RC滤波器170，使其产生一个控制A/D转换器的放大器模拟增益的信号167。数字环形滤波器的另一个输出提供一个用于检测数字环形滤波器的增益幅值得信号155。由于功率估值是采用数字环路的方式来估值的，因此，控制模拟增益的PWM信号可具有非常稳定的控制。
第二AGC电路20设置在接收滤波器40之后，因此，它仅仅只需要考虑QAM信号自身的接收功率，并且在阈值判决之前将内部放大电平调整到与校正电平相适应。第二AGC电路20补偿了由于相邻频道的干扰所引起的第一AGC电路10的衰减，也将信号的电平精确地调整到与QAM信号的判决阈值电平相适应。参照图4，时序恢复电路的输出信号42提供给第二AGC电路20的数字乘法器210。数字乘法器210将信号相乘，随后将该信号馈送至接收滤波器40，均衡器45和载波恢复电路50，正如以上所说明的那样。载波恢复电路50的输出又反馈至第二AGC电路20的功率比较器电路230，该电路将来自载波恢复电路的输出信号52与一组QAM值相比较。数字环形滤波器220滤出任何差错的信号并向数字乘法器210提供一个增益控制信号225。此外，数字环形滤波器也提供信号227，以便于检测增益量。
参照图5和图6，上文所提及的直接数字合成器(DDS)30即使是在接收机有大的频率偏移的情况下也能将来自A/D转换器25的信号14数字调谐到接收滤波器40的带宽中，并且在输入信号所使用的频率值方面能提供更多的灵活性。采用在接收滤波器40之前的第一DDS 30的组合来实现中频(IF)到基带的信号转换，以便于数字调谐接收滤波器带宽内的信号，以及在载波恢复电路50中的第二DDS 545精确调整时序恢复35和均衡器45电路之后的信号相位。
参照图6，在IF信号12通过A/D转换器25之后，A/D转换器25的输出信号14就馈送至乘法器304，乘法器304是DDS1 30的部分电路。乘法器304将数字信号14转换成形成QAM码元的两个平行分量，I(同相)和Q(正交)。正如以上所说明的那样，这些信号馈送至接收滤波器40，均衡器45和载波恢复电路50。参照图5，载波恢复电路50包括频率偏移检测电路525和相位偏移检测电路535，用于恢复载波信号并将其传输至数字AGC2电路20和码元检测电路55。恢复的频率偏移能够通过I2C接口来监视，并且可以使用该信息来调整调谐器的频率，以利于减少信号的滤波效果的下降及因此而提高误码率。该信息也作为信号527馈送至DDS1电路30，以便于在接收滤波器之前能以非常精确的方法来恢复频率。相位检测电路535向DDS2电路545送出信号537。采用了双DDS结构来控制IF信号到基带信号的下变换是非常有利的，其中，对频率恢复来说，长环形频率的下变换是最佳的，因为在接收滤波器之前进行下变换有利于在均衡和载波频率估值之前维持最大的信号能量；而对相位追踪来说，短环形的载波相位恢复是最佳的，特别是在信号存在着相位噪声的情况下。
参照图6，载波恢复频率的反馈信号送至DDS1电路30中的加法器电路306。加法器电路306将频率反馈信号527加上配置的IF频率信号27，并将相加后的信号送至相位累加电路205，该电路累加由频率反馈信号527所确定的频率成分。随后，将该信号送至常数表303，该常数表包含了合成信号的正弦值。合成后的信号又馈送至乘法器304。再回过来参照图5，第二DDS2电路545是以相同的方式操作的，除了它合成了相位检测电路535的输出信号537以外。数字载波恢复完全无需使用电压控制振荡器(VCO)，并且根据信号的精度和剩余相位噪声提供较好的载波恢复。
参照图7，时序恢复电路35使用码元速率连续自适应插值式滤波器362来重复采样输入信号。与插值方法的现有技术所不同的是，原先使用的插值函数是由t/Ts(时间/采样间隔)函数所确定的，而在时序恢复电路35中使用的插值方法是由t/Ti(时间/插值间隔)函数所确定的。这就使得插值式的滤波在性能和复杂性上完全与码元速率无关，并且对相邻频道具有较好的抑制，因为该插值器抑制了接收频道带宽以外的大多数信号。
在调制解调器应用中，插值的目的是处理由模数转换器以1/Ts速率产生的数字采样x(kTs)325，并以1/Ti速率产生“插值结果”y(kTi)365，其中，1/Ti是传输波特率1/T的倍数。
以下将讨论使用时间连续滤波器的插值法。参照图8来描述数学模型。它包括产生模拟脉冲814的虚拟的数模转换器802，后跟时间连续滤波器h(t)804和重复采样器806，时间t＝kTi。输出的插值结果可以下式来表示y(kTi)=Σmx(mTs)h(kTi-mTs)----(1)]]>再回过来参照图7，重复采样瞬间t＝kTi是由数值控制振荡器358给出的。数值控制振荡器358以各个时间mTs来产生两个信号。第一个信号361是溢出信号ζ，它表示在最后一个Ts周期内已经产生了重复采样瞬间(t＝kTi)。第二个信号362是Ti一部分信号η，从而ηTi表示从最后一个重复采样瞬间开始的时间。
数值控制振荡器358受估算Ts/Ti比值的信号W(m)的控制。在实际的调制解调器应用中，W(m)信号是由相位误差估值器或时序误差检测器354驱动的环形滤波器356产生的。
它的数学表达式可以由下式来描述η(m)＝[η(m-1)-W(m)]mod-1
ζ(m)＝1 if η(m-1)-W(m)＜0 (2)ζ(m)＝1 if η(m-1)-W(m)≥0现有的插值法是使用由采样周期Ts归一化的滤波器h(t)，引入Ts基点索引和Ts部分间隔。在本发明所使用的插值法中，以上公式(1)可以再写成h是变量X·Ti的函数。函数h的性质使得与插值速率有关的插值法的时间和频率响应成为不变量，从而只与波特率有关。要达到这一目的，第一要注意的是采样瞬间mTs可以写成mTs＝lmTi-η(m)Ti式中η(m)是nco(数值控制振荡器)的直接输出，(lm-1)是从t＝0开始到t＝mTs时间内的溢出(ζ＝1)的数目。引入包含所有m的整数间隔I1，使得，lm＝1，公式(1)就能写成y(kTi)=Σl(Σm∈IlX(mTs)·h[(k-1+η(m))Ti])---(3)]]>假设h(t)是一个在时间间隔[I1Ti，I2Ti]内的有限长度脉冲响应，则公式(3)可以系数j＝k-1来重新排列y(kTi)=Σj=I1I2aj[(k-j)Ti]---(4)]]>其中aj(lTi)=Σm∈I1X(mTs)·h[(j+η(m))Ti]]]>最后一个公式显示了插值法可以通过求和和延迟(I1+I2+1)项的aj(lTi)来计算，其中，aj(lti)是输入采样x(mTs)与系数h[(j+η(m))Ti]相乘的时间间隔[(l-1)Ti，lTi]内的累加。
参照图9，aj实际上是采用乘法器—累加器的运算控制器908来实现的，该乘法器—累加器的运算控制器908在溢出信号ζ(m)＝1时被复位。系数h[(j+η(m))Ti]是系数计算模块909对数值控制振荡器(NCO)910输出的输入η(m)计算出来的。
应该注意的是，乘法器—累加器是以频率1/Ts进行运算的，aj的和是以频率1/Ti来计算。对于低的Ts/Ti的比值，在长的Ti周期中，要处理大量的乘法—累加运算。这使得Ti插值法能对Ts具有较长时间的脉冲响应，而对采样频率具有较窄的频率带宽。
出于对实际情况的考虑，h[(j+η)Ti]可以是在时间间隔
内η的多项式函数，并且h[(j+η)Ti]＝pj(η)。在实际应用中，可以选择3次多项式，因为这可以减少计算的复杂性并且对较少的时间间隔Ti(典型为4至8)来说，脉冲响应h(t)仍具有非常好的性能。多项式的具体形式也能用于进一步减少计算的复杂性。一旦多项式的次数、形式和数目(I1+I2+1)选定后，就可以通过减少表示脉冲响应h(t)频谱限制条件的成分函数来计算多项式的参数。
还应该注意的是用于计算系数h[(j+η)Ti]的变量η，它不需要任何其它计算和近似，正如早期技术中的Ts插值法那样。
参照图10，以上所讨论的载波恢复电路50包括相位噪声估值电路506和加性噪声估值电路507，它可对剩余相位噪声和QAM解调器所观察到的加性噪声作出估计。该估计使得使用者能优化载波环路的带宽以便于获得相位噪声和加性噪声之间最好的折衷。接收到的QAM码元504馈送至码元检测或判决模块508。接收到的QAM码元504是I/Q矢量图上的点，这点在距离上是接近可能的传输QAM码元，但由于噪声的存在而不相同。码元检测模块508通过搜索接收到QAM码元和可能传输的QAM码元(阈值码元)之间的最小距离来判决最可几的传输QAM码元。采用这样的方法，码元检测模块508就能判定哪一个码元被传输了。在判定的QAM码元509和接收到的QAM码元504之间的最小均方根(LMS)误差可采用众所周知的LMS误差方法来确定，并且将由判定的QAM码元509提供的LMS误差信号512馈送至相位噪声506和加性噪声507的估值器。
相位噪声的估计是基于最小均方根误差(dx+jdy)的原理，其中dx+jdy＝(接收点—判定的QAM码元)。这误差仅仅考虑了在I和Q(|a|+j|b|)星座上具有最大和相同幅度的QAM码元。随后可由E[dx*dy]＝-|a|2E(ph2)公式给出平均相位噪声，式中，E表示平均值，而ph则为剩余相位噪声。该相位噪声估值器的结果518并不取决于加性噪声。
加性噪声的估计是基于和相位噪声估计中相同的误差信号512，但是噪声估计情况中的误差是仅仅基于在I和Q星座上具有最小幅度(|a|＝1)的QAM码元。平均的加性噪声可由E[dx*sgn(I)*I+dy*sgn(Q)*Q2]＝E[n2]公式给出，式中n表示复数加性噪声。加性噪声估值器的结果不取决于信号的相位。
参照图11，从上述码元检测电路得到的恢复位流57馈送至在前向纠错(FEC)解码器60中的帧同步恢复(FSR)电路61。FSR电路61在输出端将位流分解成204字节的数据包。随后。将数据包馈送至帧模式计数器62，帧模式计数器62在足够大数量的帧范围内保持可识别模式的计数值，以便于获得其它信息，例如，FEC编码器不能编码的同步模式。将该信息输入给双BER单元70的第一误码率估值器715。随后，位流数据包馈送至去交错器和FEC解码器单元65，将以上述讨论的方式产生MPEG TS数据输出信号93。可校正的误码69馈送至双BER单元70的计数器705和第二误码率估值器716。第一BER估值器单元715和第二BER估值器单元716的输出送至软件处理单元710，软件处理单元710比较两个BER输出。它可以提供有关噪声类型的另一个信息，例如，是否由突发而引起的还是由分布误差而引起的。对于低的误码率来说，例如，小于10-3，第二误码率估值器716就会产生更精确的值。对高的BER或突发误码的情况来说，第二BER估值器716就难以精确，因为这已超过了编码的校正能力。在这种情况下，第一BER估值器715将会更精确些。
即使是在严重失真或严重噪声频道的情况下，双误码率估值器电路使得它有可能来评价传输线的质量，这有助于鉴别差的接收条件的起因。特别是，当交错器强度使得相当多的误码均匀地扩散到整个帧上而形成分布的误码以及低于误码纠错码的纠错能力时，FEC解码器65可以提供非常正确的信息，但在长的突发误码的情况下就只能提供一些非常不正确的信息。
两类信息之间的比较就提供了检测出在网路上发生噪声误码的类型的方法。例如，这可以检测较差接收条件是否是突发噪声或诸如相位噪声、衰减等其它问题所引起。在一些非常大的突发噪声的情况下，虽然所有的误码都可以在传输的任意瞬间发生，并可以完全替代由传输线所携带的信息内容，例如TV图像，音频声音，等等，但FEC解码器仍可以具有相对较低的误码率。双BER估值器电路使得它能够方便地确定坏传输条件的起因，从而解决这些问题。
权利要求
1.一种正交振幅调制(QAM)类型的解调器，其特征在于，它包括第一自动增益控制(AGC)电路，它输出第一信号，所述第一信号是来自模数转换器第二信号的函数，并用于控制放大器的增益幅值，所述放大器与所述模数转换器电耦合，并向所述模数转换器提供输入信号；与所述模数转换器电耦合的基带转换电路；第二自动增益控制(AGC)电路，包括数字乘法器、与所述基带转换电路电耦合并输出第三信号的第二AGC电路，所述第三信号来自于滤波后的QAM信号并控制所述数字乘法器的增益幅值；与所述数字乘法器电耦合的接收滤波器；与所述接收滤波器电耦合并产生第四信号的载波恢复电路，所述第四信号是滤波后的QAM信号，所述第四信号馈送至所述第二AGC电路；与所述载波恢复电路电耦合并接收第四信号的码元检测电路；此时，在所述码元检测电路输出侧的第五信号是经解调的数据输出信号。
2.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，所述第一AGC电路进一步包括功率估值电路，用于估计所述第二信号的信号电平和将所述第二信号的信号电平与一参考电平相比较；在功率估值电路中的饱和检测计数器，用于对所述第二信号的饱和状态数目进行计数，并调整所述参考信号的电平；与所述功率估值电路的输出电耦合的数字环形滤波器；以及，与所述数字环形滤波器的输出电耦合并以PWM格式产生第一信号的脉冲宽度调制(PWM)发生器。
3.如权利要求2所述的解调器，其特征在于，所述功率估值电路估计包含相邻频道的整个范围的第二信号。
4.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，所述第二AGC电路包括与所述载波恢复电路电耦合的功率比较器电路，它用于将来自所述载波恢复电路接收到的所述第四信号与一组最佳QAM值相比较。
5.如权利要求4所述的解调器，其特征在于，所述第二AGC电路包括与所述功率比较器电路电耦合的数字环形滤波器。
6.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，它进一步包括在从中接收信号的基带转换电路和基于所述接收信号的插值采样来提供信号的所述第二AGC电路之间电耦合的时序恢复电路。
7.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，它进一步包括在所述接收滤波器和所述载波恢复电路之间电耦合的均衡器。
8.如权利要求1所述的解调器，其特征在于，它进一步包括与所述码元检测电路电耦合的前向纠错电路，用于从中接收输出信号，所述前向纠错电路产生所述第五信号。
9.一种正交振幅调制(QAM)类型的解调器，其特征在于，它包括模数(A/D)转换器电路，它与第一放大器电耦合，并接收来自所述第一放大器的第一信号、输出第二信号；第一自动增益控制(AGC)电路，它与所述A/D转换器电耦合，并接收来自所述A/D转换器的第二信号、产生第三信号，所述第三信号是所述第二信号的函数，所述第三信号用于控制所述第一放大器的增益幅值；基带转换电路，它与所述A/D转换器电耦合，并接收来自所述A/D转换器的第三信号、产生第四信号，所述第四信号是一个基带信号；时序恢复电路，它电耦合并接收所述第四信号，产生第五信号，而所述第五信号是基于所述第四信号的插值采样信号的；第二AGC电路，它包括一个数字乘法器，所述第二AGC电路与所述时序恢复电路电耦合，并接收来自时序恢复电路的第五信号以及输出第六信号，所述第六信号是从滤波后的QAM信号中获取的，所述第六信号控制所述数字乘法器增益幅值，所述数字乘法器产生第七信号；接收滤波器，它与所述数字乘法器电耦合，并接收来自所述数字乘法器的第七信号，对所述第七信号滤波，以产生第八信号；均衡器，它与所述接收滤波器电耦合，并接收来自所述接收滤波器的第八信号、产生第九信号；载波恢复电路，它与所述均衡器电耦合，并接收来自所述均衡器的第九信号、产生第十信号，所述第十信号是经滤波后的QAM信号，将所述第十信号提供至所述第二AGC电路和产生第十一信号的码元检测电路；所述第二AGC电路中的功率比较器电路，它与所述载波恢复电路电耦合，并接收来自所述载波恢复电路的第十信号，所述功率比较器电路将所述第十信号与一组最佳QAM值相比较；以及，前向纠错电路，它与所述码元检测电路电耦合，并接收来自所述码元检测电路的第十一信号、产生第十二信号，所述第十二信号是经解调的数据输出信号。
10.如权利要求9所述的解调器，其特征在于，所述第一AGC电路进一步包括功率估值电路，用于估计所述第二信号的信号电平，并将所述第二信号的信号电平与一参考信号电平相比较；与所述功率估值电路的输出电耦合的数字环形滤波器；以及与所述数字环形滤波器的输出电耦合的脉冲宽度调制(PWM)发生器，用于产生PWM格式的第三信号。
11.如权利要求10所述的解调器，其特征在于，所述功率估值电路估计所述整个范围内的第二信号，所述整个范围内的第二信号包括相邻频道。
12.如权利要求9所述的解调器，其特征在于，所述接收滤波器从所述第七信号中滤去相邻频道。
13.如权利要求9所述的解调器，其特征在于，所述数据输出信号采用MPEG2传输流格式。
14.如权利要求9所述的解调器，其特征在于，所述第一AGC电路包括饱和检测计数器，用于检测所述A/D转换器电路的饱和状态。
15.如权利要求10所述的解调器，其特征在于，所述功率估值电路包括饱和检测计数器，用于对所述第二信号的饱和状态数进行计数，并调整所述参考信号的电平。
全文摘要
一种QAM解调器(99),包括:第一自动增益控制电路(10),该电路输出作为接收信号函数的第一信号(94),第一信号用于控制为A/D转换器(25)提供输入的放大器的增益;以及第二自动增益控制器(20),该控制器输出滤波之后从QAM信号中产生的第二信号,第二信号控制数字乘法器(210)的增益,数字乘法器产生通过接收滤波器(40)馈送至均衡器(45)的信号。双自动增益控制电路(10,20)设置在接收滤波器(40)的前后,对相邻频道中的信号所产生的非线性具有较好的阻尼。另外,双自动增益控制电路使得解调器之前的信号放大电平有所限制,以消除信号失真,并采用数字增益将信号设置在内部校正电平上。此外,不存在A/D转换器的饱和,这是因为QAM没有反馈到模拟电路。这种结构在可变速率的传输方案中特别有效。
文档编号H04L27/38GK1373957SQ00812558
公开日2002年10月9日 申请日期2000年7月11日 优先权日1999年9月8日
发明者K·莫勒, E·哈曼, A·德莫尔, Y·列维 申请人:爱特梅尔股份有限公司